JPS5831152B2

JPS5831152B2 - カラ−映像信号の処理回路

Info

Publication number: JPS5831152B2
Application number: JP52124281A
Authority: JP
Inventors: 登史岡田; 保伸国吉; 清則富永
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1977-10-17
Filing date: 1977-10-17
Publication date: 1983-07-04
Also published as: US4196445A; FR2406341B1; AU4052678A; AT379485B; NL7810413A; NL192865B; JPS5457829A; DE2844136C2; ATA744578A; NL192865C; IT7828801A0; DE2844136A1; FR2406341A1; CA1117648A; AU520981B2; GB2005937A; IT1100331B; GB2005937B

Description

【発明の詳細な説明】カラー映像信号を磁気テープなどに記録するには、輝度
信号を拘置変調例えばＦＭ変調し、搬送色信号をその低
域側に周波数変換する方法がとられる。

そして、再生時には、輝度信号を復調するとともに、搬
送色信号をもとの周波数に戻すようにしている。

この場合、搬送色信号の周波数変換用信号は、記録時に
は、一定周波数従って一定位相のものでよいが、再生時
には、再生されたカラー映像信号中の同期信号により周
波数ないし位相を制御する必要がある。

このため、従来は、Ａ１０回路とＡＰＣ回路を設け、Ａ
１０回路にて再生水平同期信号の周波数の例えば整数倍
の周波数の信号を得、ＡＰＣ回路では再生色同期信号即
ち再生バースト信号と基準副搬送波信号とを位相比較し
てその比較出力で可変周波数発振器を制御し、Ａ１０回
路からの信号とＡＰＣ回路の可変周波数発振器からの信
号を周波数変換器に供給して、再生時における周波数変
換用信号を得るようにしている。

しかしながら、このようにするときは、Ａ１０回路もＡ
ＰＣ回路も、ともに水平周期毎のサンプリング的な制御
であるため、その制御の時定数の差が小さいときは、一
方の回路における制御が他方の回路に外乱として作用し
、安定性を損なうという欠点がある。

このため、出願人は、先に、次のような新規な制御方式
を提案した。

これは、再生バースト信号と基準副搬送波信号を位相比
較し、その比較誤差電圧で可変周波数発振器を制御して
、搬送色信号の周波数変換用信号を形成するＡＰＣ回路
に対して、その可変周波数発振器の発振信号と再生水平
同期信号とから、ＡＰＣ回路の同期はずれが生じるか否
かを検出して、同期はずれが生じるとき、ＡＰＣ回路の
可変周波数発振器に電圧を供給してＡＰＣ回路の同期が
かかるようにする回路を付加したものである。

この制御方式を、さらに第１図を参照して具体的に説明
しよう。

ヘッド１により磁気テープから再生された、ＦＭ変調さ
れた輝度信号と低域変換された搬送色信号の合成信号は
、再生アンプ２を通じてバイパスフィルタ３に供給され
て、ＦＭ変調された輝度信号が取り出され、これがリミ
ッタ４を通じてＦＭ復調器５に供給され、復調された輝
度信号がローパスフィルタ６を通じて合成器７に供給さ
れる。

再生信号は、また、ローパスフィルタ８に供給されて、
低域変換された搬送色信号が取り出され、これかＡＣＣ
回路９を通じて周波数変換器１０に供給される。

この場合、磁気テープに記録されたカラー映像信号はＮ
ＴＳＣ信号であって、基準副搬送波周波数ｆｓが３．５
８ＭＨｚであり、低域変換されたときの副搬送波周波
数ｆＬがであるとする。

ただし、ｆＨは水平周波数である。そして、基準発振器
２１からの基準副搬送波周波数ｆｓの信号が周波数変換
器２２に供給され、一方、可変周波数発振器２３からの
周波数が１７５ｆＨの信号が分周器２４に供給されて７
に分周されて、周波数がｆＬの信号が得られ、これが周
波数変換器２２に供給され、周波数変換器２２より、周
波数がｆｃ＝ｆｓ＋ｆＬの周波数変換用信号が得られる
。

そして、この周波数変換用信号が周波数変換器１０に供
給されて、低域変換された搬送色信号はもとの周波数に
戻される。

もとの周波数に戻された搬送色信号は、バンドパスフィ
ルター１を通じて取り出されて、合成器１に供給される
。

従って、出力端１２に再生カラー映像信号が得られる。

そして、バンドパスフィルター１からの搬送色信号がパ
ーストゲート回路２５に供給されて、バースト信号が取
り出され、位相比較器２６において、こりバースト信号
と基準発振器２１からの基準副搬送波周波数ｆｓの信号
が位相比較され、その比較誤差電圧がループフィルタ２
７を通じ、加算器２８を通じて可変周波数発振器２３に
供給されて、その発振周波数が制御され、これにより、
周波数変換器２２より得られる、従って周波数変換器１
０に供給される周波数変換用信号の周波数が制御される
。

すなわち、、、ＡＰＣがかかる。一方、分周器２４から
得られる、可変周波数発振器２３の発振信号の土の周波
数の信号が分周器３１に供給されて１に真周され、さら
にこの分周１信号が分周器３２に供給されて７に分周された鋸歯状波
信号ＳＰが形成され、この、発振器２３の発振信号の−
１＝１の周波数の鋸歯状波４Ｘ５Ｘ４８０信号ＳＰがサンプリングホールド回路３３に供給される
。

また、出力端１２に得られる再生カラー映像信号が水平
同期信号分離回路１３に供給されて、水平同期信号ＰＨ
が取り出され、これがサンプリングホールド回路３３に
供給される。

そして、回路３３において、鋸歯状波信号ｓＰでサンプ
リングホールドされ、この回路３３の出力信号が周波数
検波回路３４に供給されて周波数検波され、その検波電
圧ＢＤが感度差アンプ３５に供給され、アンプ３５の出
力電圧ＥＣが加算器２８において位相比較器２６からル
ープフィルタ２γを通じて取り出される誤差電圧に加え
られて可変周波数発振器２３に供給される。

可変周波数発振器２３の発振周波数は１７５軸の前後の
周波数であり、従ってサンプリングホールド回路３３に
供給される鋸歯状波信号ＳＰは、第２図に示すように、の前後の周波数となり、この周波数ｆＸは、０≦に≦０
．５とすると、ｆＸ＝（２＋ｋ）ｆＨ・・・・・・（３）で表わされ
る。

そして、一般に、第３図に示すように、ｋｆＨ，（１±
ｋ）ｆａｓ（２±ｋ）ｆＨ・・・・・・（ｎ±ｋ）
ｆＨ・・・・・・の周波数の信号がｆＨの周波数の信号
でサンプリングされると、サンプリング出力としてｋｆ
Ｈの周波数のビート信号が取り出される。

従って、サンプリングホールド回路３３において、（３
）式で表わされる周波数ｆＸの鋸歯状波信号ＳＰが、周
波数がｆＨの水平同期信号ＰＨでサンプリングされると
、回路３３からは、ｆＹ＝ｋｆＨ・・・・・・（
４）の周波数のビート信号か取り出される。

そして、周波数検波回路３４は、第４図に示すように、
入力信号の周波数ｆｙ、か丁τｆＨのとき出力電圧ＥＤ
か零となるような特性のものとされる。

従って、可変周波数発振器２３の発振周波数が１７５ｆ
Ｈ１すなわち、分周器２４の出力信号の周波数が（１）
式の値であるときは、鋸歯状波信号ＳＰの周波数ｆＸは
（２）式の値となり、サンプリングホールド回路３３の
出力信号の周波数ｆＹは１６ｆ■となるから、検波電
圧ＥＤは零となり、周波数検波回路３４の検波電圧ＥＤ
は、分周器２４から周波数変換器２２に供給される信号
の周波数の（１）式の値からのずれに応じたものとなる
。

感度差アンプ３５はしきい値を有しており、検波電圧Ｅ
Ｄが零を中心に一定の範囲内にあるときは、従ってサン
プリングホールド回路３３の出力信号の周波数ｆＹが丁
τｆＨを中心に一定の範囲内にあるときは、その出力電
圧ＥＣは零で、検波電圧ＥＤ従って周波数ｆＹがこの範
囲を超えると、これに応じて出力電圧ＥＣが得られる、
すなわち出力電圧ＥＣが正または負となる。

この範囲は、位相比較器２６の誤差電圧によるＡＰＣ動
作のみによって可変周波数発振器２３の発振周波数が所
定の値に引き込まれうる、すなわち、制御ループの同期
がかかりうる範囲に設定される。

そして、同期はずれが生じると、すなわち、いわゆるア
ンロックやミスロックの状態が生じると、検波電圧ＥＤ
は上述の範囲を超え、感度差アンプ３５の出力電圧Ｅｃ
か正または負となり、これが加算器２８においてループ
フィルタ２１よりの電圧に加算されて可変周波数発振器
２３に供給され、出力電圧ＥＣの極性に応じて発振器２
３の発振周波数が変えられ、従って、検波電圧ＥＤか上
述の範囲内に収まるようにされる。

従って、出力電圧ＥＣは零となり、後はループフィルタ
２１からの電圧によるＡＰＣ動作のみで、制御ループの
同期がかかるようになる。

この制御方式によれば、冒頭に述べた、ＡＰＣ回路とＡ
ＰＣ回路を並存させて、両者からの信号を周波数変換器
に供給して、搬送色信号の周波数変換用信号を得る場合
のように、安定性を損なうという欠点がない。

しかも、ＡＰＣ回路からなる制御ループの同期はずれが
検出されるときは、ＡＰＣ回路の可変周波数発振器に電
圧を供給して制御ループの引き込みがなされるようにし
たから、時間軸補正は確実になされる。

ところで、この第１図の制御方式では、ＡＰＣ回路に対
しで付加した破線で囲んだ部分をＩＣ化する場合、サン
プリングホールド回路３３及び周波数検波回路３４にお
いて、コイルやコンデンサなどの多くの外付は部品を必
要とするので、ＩＣ化に適されないという不都合がある
。

この発明は、この点にかんがみ、基本的な原理は上述の
制御方式と同じであるが、特に、ＡＰＣ回路に対して付
加する部分をディジタル的な構成にすることによって、
ＩＣ化に適するようにしたものである。

この発明では、ＡＰＣ回路の可変周波数発振器の発振信
号を周期的に一定時間内で取り出し、この取り出された
発振信号をカウントし、そのカウント出力により可変周
波数発振器の発振周波数がＡＰＣ回路の同期がかかりう
るような一定の範囲内にあるか否かを判別し、一定範囲
よりはずれるときは、そのはずれる方向に応じた電圧を
可変周波数発振器に供給する。

第６図は、この発明の回路の一例で、ＡＰＣ回路そのも
のについては、第１図のそれと同じである。

そして、ＡＰＣ回路の可変周波数発振器２３の発振パル
スがアンド回路４１に供給され、一方、水平同期信号分
離回路１３から得られる水平同期信号ＰＨ（第１図Ａ）
がフリップフロップ回路４２に供給されて、１水平区間
ごとに反転する信号ＳＢ（同図Ｂ）が得られ、この信
号ｓＢかさらにフリップフロップ回路４３に供給されて
、２水平区間ごとに反転する互いに逆の極性の信号Ｓ。

及びＳＤ（同図Ｃ及びＤ）が得られ、その一方の信号
ｓＤがアンド回路４１に供給され、アンド回路４１より
、信号ｓＤの「１」の区間において、すなわち４水平区
間ごとにその前半の２水平区間において、可変周波数発
振器２３の発振パルスが取り出される（同図Ｅ）。

このアンド回路４１から取り出された発振パルスＰＧは
、カウンタ４４に供給されてカウントされる。

すなわち、パルスＰＧは分周器４５に供給されて−に分
周され、その出力が分周器４６に供１給されて７に分周１れ、さらにその出力が分周器４γに
供給されて百に分周される。

この場合、フリップフロップ回路４２及び４３から得ら
れる上述の信号ｓＢ及びＳｃがナンド回路４８に供給さ
れて、上述の４水平区間のうちの最後の１水平区間にお
いて「０」となる信号ＳＲ（第γ図Ｆ）が得られ、この
信号ＳＲがカウンタ４４の各分周器４５．４６及び４Ｔ
に供給されて、その「０」の区間において、各分周器４
５，４６及び４１すなわちカウンタ４４がリセットされ
る。

そして、カウンタ４４の各分周器４５，４６及び４７か
ら得られる出力が判明用の２個の論理回路４９及び５０
にそれぞれ供給される。

５１は電流変換回路で、対のトランジスタ５２及び５３
のエミッタが共通に接続され、その接続点に定電流源と
されるトランジスタ５４が接続され、またトランジスタ
５２のコレクタにも定電流源とされるトランジスタ５５
が接続され、論理回路４９の出力ｓＧがトランジスタ５
２のベースに、論理回路５０の出力ｓＨがトランジスタ
５３のベースに、それぞれ供給される。

また、フリップフロップ回路４３から得られる信号Ｓｃ
がトランジスタ５４のベースに供給されて、信号Ｓｃ「
１」の区間においてのみトランジスタ５４がオンとなる
ように、すなわち上述の４水平区間のうちのアンド回路
４１から発振パルスＰＧが得られた後の後半の２水平区
間においてのみトランジスタ５４に定電流ＩＯが流れる
ようにされる。

さらに、５６は積分回路で、コンデンサ５１が電流変換
回路５１のトランジスタ５２のコレクタに接続されると
ともに、互いに逆向きの２個のダイオード５８及び５９
と大きな抵抗値の抵抗６０の並列回路を介して加算器２
８に接続されて、構成されている。

分周器４５，４６及び４Ｔからなるカウンタ４４は、全
体として７０分周器を構成し、７０の状態すなわちカウ
ント値をとりうる。

そして、上述のように、単位となる４水平区間のうちの
最後の１水平区間において、カウンタ４４はリセットさ
れてＯとされ、従って、第１図に示すように、単位とな
る４水平区間の頭の時点ｔ。

から、アントド回路４１を通じてカウンタ４４に発振パ
ルスＰＧが供給されると、その１つ１つごとに、カウン
タ４４はｌ、２，３．・・・・・・と変化し、６９ま
で達したら、再び０，１，２．・・・・・・と変化する
。

一方、論理回路４９は、第８図に示すように、カウンタ
４４が３，４．・・・・・・３５になるとき、その出力
ｓＧが「１」となり、カウンタ４４が３６゜３７、・・
・・・・６８，６９，０，１，２になるとき、その出力
ｓＧがｒＯＪとなるように、構成される。

また、論理回路５０は、同図に示すように、カウンタ４
４が３６、３７、・・・・・・６７になるとき、そ
の出力ｓＨが「１」となり、カウンタ４４が６８゜６９
．０，１，２．・・・・・・３５になるとき、その出力
ｓＨがｒＯＪとなるように、構成される。

従って、カウンタ４４が６８．６９，０，１．２になる
範囲では、論理回路４９及び５０の出力ｓＧ及びｓＨが
ともにｒＯＪで、カウンタ４４が３，４゜・・・・・・
３５になる範囲では、論理回路４９の出力ｓＧが「１」
、論理回路５０の出力ｓＨが「０」で、カウンタ４４が
３６，３７．・・・・・・６７になる範囲では、論理回
路４９の出力ｓＧが「Ｏ」、論理回路５０の出力ｓＨが
「１」である。

上述のように、発振パルスＰＧは、単位となる４水平区
間のうちの前半の２水平区間において、カウンタ４４に
供給される。

従って、可変周波数発振器２３の発振周波数がちょうど
１７５ｆＨであるときは、この２水平区間において、カ
ウンタ４４には、発振パルスＰＧが３５０個分供給され
る。

従って、このとき、カウンタ４４は、１，２，３・・・
・・・６８，６９，０と順次変化する状態を５回繰り返
して、アンド回路４１からカウンタ４４への発振パルス
ＰＧの供給が断たれる時点ｔ１では、カウンタ４４は０
となる。

可変周波数発振器２３の発振周波数が１７５．５ｆＨで
あるときは、２水平区間において、発振パルスＰＧが３
５１個分供給されるから、時点ｔ１では、カウンタ４４
は１となる。

このように、時点ｔ１でのカウンタ４４の状態は、可変
周波数発振器２３の発振周波数に対応したものとなる。

従って、また、時点ｔ１でのカウンタ４４の状態は、分
周器２４から周波数変換器２２に供給される信号の周波
数に対応したものとなる。

次の表は、可変周波数発振器２３の発振周波数ｆ■と、
分周器２４から周波数変換器２２に供給される信号の周
波数ｆＬ■（−１ｆＶ）と、時点ｔ１でのカウンタ４４
の状態と、時点ｔ１での論理回路４９及び５０の出力ｓ
Ｇ及びｓＨの状態の対応関係を示している。

そして、時点ｔ１以降では、発振パルスＰＧがカウンタ
４４に供給されないから、時点ｔ１から、信号ｓＲが「
０」になることによってカウンタ４４がリセットされる
時点ｔ２までの間の１水平区間において、カウンタ４４
と、論理回路４９及び５０の出力ＳＧ及びｓＨは、上述
の表の状態を保持する。

従って、可変周波数発振器２３の発振周波数ｆＶが、１
７４ｆＨから１７６ｆｕまでの範囲内にあるときは、時
点ｔ１から時点ｔ２までの１水平区間において、第７図
０１およびＨｌに示すように、論理回路４９及び５０の
出力ｓＧ及びＳＨがともにｒＯＪとなるから、電流変換
回路５１において、トランジスタ５２及び５３がともに
オフとなり、トランジスタ５５もオフとなって、第７図
工で実線で示すように、積分回路５６に電流は供給され
ない。

従って、このとき、積分回路５６から加算器２８を通じ
て可変周波数発振器２３に供給される電圧は変化しない
。

すなわち、上述の、発振周波数ｆＶが１７４ｆＨから１
７６ｆＨまでの範囲は、位相比較器２６の誤差電圧によ
るＡＰＣ動作のみによって可変周波数発振器２３の発振
周波数ｆｖが所定の値に引き込まれうる、すなわち同期
がかかりうる範囲であって、この範囲では、付加された
回路側からの制御電圧は変化しない。

可変周波数発振器２３の発振周波数ｆｖが、１７３．５
ｆＨ以下になるときは、時点ｔ１から時点ｔ２までの１
水平区間において、第１図０２及びＨ２に示すように、
論理回路４９の出力ｓＧが「０」で論理回路５０の出力
ｓＨが「１」となるから、回路５１において、トランジ
スタ５２がオフ、トランジスタ５３がオンとなり、トラ
ンジスタ５５もオンとなって、第７図工で破線で示すよ
うに、回路５１から積分回路５６に＋ＩＯの電流が供給
され、すなわちトランジスタ５５を通じてコンデンサ５
１に定電流ＩＯが流れる。

従って、このとき、積分回路５６から加算器２８を通じ
て可変周波数発振器２３に供給される電圧が上昇して、
発振器２３の発振周波数ｆ■は、上述の範囲に引き込ま
れるように上げられる。

また、可変周波数発振器２３の発振周波数ｆ■が、１７
６．５ｆＨ以上になるときは、時点ｔ２から時点ｔ２ま
での１水平区間において、第７図０３及びＨ３に示すよ
うに、論理回路４９の出力ｓＧが「１」で、論理回路５
０の出力ｓＨがｒＯＪとなるから、回路５１において、
トランジスタ５２がオン、トランジスタ５３がオフとな
り、トランジスタ５５もオフとなって、第１図で鎖線で
示すように、回路５１から積分回路５６に−ＩＱの電流
が供給され、すなわちコンデンサ５１からトランジスタ
５２を通じて定電流ＩＯが流れる。

従って、このとき、積分回路５６から加算器２８を通じ
て可変周波数発振器２３に供給される電圧が低下して、
発振器２３の発振周波数ｆＶは、上述の範囲に引き込ま
れるように下げられる。

なお、時点ｔ２からの１水平区間においては、上述のよ
うにカウンタ４４がリセットされて、論理回路４９及び
５０の出力ｓＧ及びＳＨがともに「０」となるから、積
分回路５６に電流は供給されず、積分回路５６から得ら
れる電圧は変化しない。

そして、上述の動作は、４水平区間を単位として順次繰
り返えされる。

なお、アンド回路４１で可変周波数発振器２３の発振パ
ルスが取り出される時間や、その後の積分回路５６に電
流が供給される時間は、上述の例に限らず適宜選びうる
。

また、カウンタ４４の構成も、可変周波数発振器２３の
発振中心周波数と上述の発振パルスが取り出される時間
との関係で、種々変更できる。

さらに、論理回路４９及び５０も、カウンタ４４の構成
とＡＰＣ回路の引き込み可能な周波数の範囲とに応じて
その構成を決めればよい。

なお具体例としては例えば第９図のような回路が考えら
れる。

この回路において各部の波形は第１０図のようになる。

この発明によれば、第１図の方式と同様に安定な制御を
なしうるとともに、特に、ＡＰＣ回路に対して付加する
部分をディジタル的に構成したので、■Ｃ化する場合に
は、わずかに積分回路５６のコンデンサ５１のみが外付
は部品となるだけであり、■Ｃ化に適する。

また、図の例のように、判別用の論理回路４９及び５０
の出力に応じた電流が得られ、それが積分されて制御電
圧が得られるようにすれば、ノイズなどによって水平同
期信号が乱されて、論理回路４９及び５０の出力が可変
周波数発振器２３の発振周波数に対応しなくなることか
あっても、制御電圧がただちに大きく変化して制御が乱
されるというようなことかなでなる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の説明のための回路の系統図、第２図
〜第５図はその動作の説明のための図、第６図はこの発
明による回路の一例の系統図、第７図及び第８図、第９
図、第１０図はその動作の説明のための波形図である。１０及び２２は周波数変換器、２１は基準発振器、２３
は可変周波数発振器、２４は分周器、２５はパーストゲ
ート回路、２６は位相比較器、２１はループフィルタ、
１３は水平同期信号分離回路、４２及び４３はフリップ
フロップ回路、４４はカウンタ、４５．４６及び４γは
それを構成する分周器、４９及び５０は判別用の論理回
路、５１は電流交換回路、５６は積分回路である。

Claims

【特許請求の範囲】

１カラー映像信号の搬送色信号よりバースト信号を取
り出し、このバースト信号と基準副搬送波信号を位相比
較し、その比較誤差電圧で可変周波数発振器を制御して
、搬送色信号の周波数変換用信号を形成するようにした
制御ループをもつ回路において、上記可変周波数発振器
の発振信号ないしこれと一定の周波数の関係にある信号
を周期的に一定時間内で取り出し、この取り出された信
号をカウントし、そのカウント出力により上記可変周波
数発振器の発振周波数か一定の範囲内にあるか否かを判
別し、一定範囲よりはずれるとき、そのはずれる方向に
応じた電圧を上記比較誤差電圧に加えて上記可変周波数
発振器に供給するようにしたカラー映像信号の処理回路
。