JPH0625103Y2 - 外部リセット機能付きｆｍ変調回路 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この考案は、輝度信号と色信号とが時間軸多重されて記
録再生されるようになされた記録再生装置などに適用し
て好適な外部リセット機能付きＦＭ変調回路に関する。

［従来の技術］ 記録再生装置などから再生された映像信号には時間軸変
動、つまりジッタが発生する。ジッタには位相ジッタと
周波数ジッタとがあり、後者によって原理上、水平周期
の伸縮が生ずる。

比較的簡単な機構系で構成されたホームビデオでもその
再生画面でみて、周波数ジッタによる伸縮量は極く僅か
である。このことから、通常再生映像信号の位相ジッタ
を補正するだけで再生画像の安定性を確保することがで
きる。

このことはまた、フィード若しくはフレーム相関を使っ
たランダムノイズの逓減、２チャンネルの映像信号との
合成あるいはフェードイン、フェードアウトなどの映像
特殊処理、または高品位テレビ（例えば、ＩＤＴＶ）で
の倍速スキャン用のデジタル処理操作に対しても、位相
ジッタのみを補正するだけで何ら、信号処理上の支障を
きたすおそれは殆どないことになる。

さて、第８図はこのような記録再生装置（以下ＶＴＲと
呼称する）において使用されている位相ジッタ補正のた
めのジッタ検出回路２０の一例を示す。

同図は放送用のＶＴＲに使用されているジッタ検出回路
の例であって、ＮＴＳＣ方式、ＰＡＬ方式などのコンポ
ジット映像信号は直接ＦＭ記録方式によって記録され
る。

端子１に供給された、例えばＮＴＳＣ方式の再生映像信
号ａ（第９図Ａ）は同期分離回路２に供給されて、水平
同期信号ｂ（同図Ｂ）が抽出分離される。この水平同期
信号ｂから形成されたバーストゲートパルス（図示せ
ず）がバーストゲート回路３に供給されて、これよりバ
ースト信号ｃ（同図Ｃ）が分離される。

バースト信号ｃは狭帯域のバンドパスフィルタ４に供給
されて、同図Ｄに示すＣ／Ｎの高いバースト信号ｄとな
される。

一方、水平同期信号ｂは遅延パルス発生回路５に供給さ
れて、同図Ｅに示すような遅延パルスｅが形成され、こ
れと狭帯域バンドパスフィルタ４を通過したバースト信
号ｄがジッタパルス形成回路６に供給されることによっ
て、同図Ｆに示すようなジッタ検出パルスｆが得られ
る。ジッタ検出パルスｆの前縁位相は水平同期信号ｂを
遅らせたものである。

ジッタ検出パルスｆの後縁位相はバースト信号ｄの特定
のゼロクロス点を検出することによって得られるもので
あり、このジッタ検出パルスｆの立下りのタイミングを
基準にして時間軸補正回路（ＴＢＣ）の書き込みタイミ
ングが決定される。

再生映像信号ａ中に時間軸変動があれば、それに伴っ
て、バースト信号ｄ中の特定のゼロクロス点の時間軸も
変動することになるから、ＴＢＣにおいてはこの再生ジ
ッタに同期して映像信号を書き込むことができる。

ところで、映像信号の記録方式としてＴＣＩ（Time Com
pressed Integration）方式を採用する場合には、ダイ
レクト記録の場合のようなバースト信号が存在しない。

第１０図はＴＣＩ記録方式のうち、帯域圧縮された色信
号を線順次に記録するようにしたＭＴＣＩ（Modified T
ime Compressed Integration）方式の信号フォーマット
を示す。

圧縮されたコンポーネント色信号、例えば赤及び青の色
差信号Ｒ−Ｙ，Ｂ−Ｙは同図Ａ，Ｂに示すように水平ブ
ランキング期間に挿入、多重される。

Ｙは輝度信号を示す。青及び青の色差信号Ｒ−Ｙ，Ｂ−
Ｙは線順次に挿入される。

このような信号フォーマットを採用した映像信号の場合
には、通常水平同期信号の立上りあるいは立下りを検出
することによって、ジッタ検出信号を得るようにしてい
る。

さて、上述したようにＴＣＩ記録方式の場合では、その
ジッタ検出信号を水平同期信号の立下りあるいは立上り
を基準にして検出しているので、充分なジッタ検出精度
が得られないという欠点を有する。

水平同期信号の立下りを基準にしてジッタ検出信号を形
成する場合について第１１図を参照して説明する。

水平同期信号には通常位相及びレベルがランダムなノイ
ズＮが重畳されているので、いま検出レベルをＡに設定
したとしても、重畳したノイズＮの位相によって検出タ
イミングはΔＴだけ変動してしまう。この変動量（時間
軸の揺らぎの量、つまり同期ジッタ量）ΔＴがジッタ検
出精度に影響する。

例えば、信号帯域が４ＭＨｚ、Ｓ／Ｎ比が４０ｄＢの水
平同期信号の中間レベルでの変動量ΔＴを概算してみ
る。

第１２図に示すように、水平同期信号の振幅を１Ｖ_P-P
とすると、振幅が０．３ボルトの水平同期信号ｂに重畳
するノイズＮの実効値は、１０ｍＶ程度である。また、
水平同期信号の立下り波形を４ＭＨｚの正弦波の１／２
サイクルで近似できるとすると、その中央でのレベルの
傾きＫは、 Ｋ＝１２５ns／（０．３（π/2）Ｖ）＝２６５ns／Ｖ となる。

重畳されたノイズＮのピーク−ピーク値を実効値の６倍
とすると、変動量ΔＴのP-P値は、 ΔＴ_P-P＝２６５×０．０１×６ ≒１６ns となる。すなわち、ノイズによってジッタ検出精度は１
６nsec以下には抑えることができない。

これに加えて、検出レベルがＡからＢのように変動する
おそれがある。検出レベルが変動してもジッタ検出精度
が大幅に変動する。その変動量ΔＴ′を２０nsec以下に
抑えるには、検出レベルの変動を５０ｍＶ以下に抑えな
ければならないが、このような精度を要求した場合に
は、検出レベル形成回路の大幅なコストアップをもたら
す結果となり、あまり得策な解決手段とは言い難い。

検出レベルの変動はクランプレベルの変動や映像信号の
振幅変動などによっても生ずる。

上述の概算値は、精度よく回路が構成されている場合を
想定したものであるから、民生用ＶＴＲなどを考慮する
と、時として、その変動量ΔＴは１００nsec程度にまで
達すると思われる。

このように、水平同期信号の立上りなどを基準としてジ
ッタ検出信号を形成すると、充分なジッタ検出精度が得
られない問題があった。

本出願人は先に、このような問題点を解決する一手段と
して、特願昭６２−１０８５３２号を提案した。

これには、第４図以降の説明から明らかなように、ＶＴ
Ｒ記録再生映像信号のジッタ検出方法の一例が開示され
ている。

その具体的手段の中で、入力映像信号を変調するＦＭ変
調回路１２と、これを復調するためのＦＭ復調回路３２
とが使用されている。

そして、ＦＭ変調回路１２としては、そのキャリヤの位
相を入力水平同期信号ｂのタインミングに応じてリセッ
トできるように構成されたものが使用されている。

このような外部リセット機能付きのＦＭ変調回路１２と
しては、第１３図に示すような構成が考えられる。

同図は、縦続接続された一対のモノマルチ５２，５３で
ＦＭ変調回路１２を構成した場合であって、第１のモノ
マルチ５２の出力端子５４にＦＭ変調出力（クロック出
力）が得られる。

夫々のモノマルチ５２，５３に接続された、時定数決定
用の外付けコンデンサＣには外部より充電電流が共通に
注入される。

そのため、電流制御手段５１が設けられ、端子５１ａに
供給された変調信号（入力映像信号）によって、その出
力電流値I3が制御される。

電流制御手段５１はカレントミラーで使用される。この
電流制御手段５１からは、変調信号電圧Ｖに比例した電
流Ｉ１と、無変調時のキャリア周波数を決定するための
一定電圧VRに比例したオフセット電流（定電流）I2の両
者の和の電流I3（I3＝I1+I2）が出力される。

R1,R2は夫々Ｖ及びVRよりI1，I2を与えるための抵抗器
である。

第２のモノマルチ５３の出力はオア回路５５を経て初段
の第１のモノマルチ５２に帰還される。

オア回路５５には、外部リセット端子５６が設けられ、
ここに上述した入力水平同期信号がリセット信号ＲＰと
して供給される。

さて、第１及び第２のモノマルチ５２，５３に接続され
ているコンデンサＣは、上述したように出力電流I3と共
に、モノマルチ出力のパルス幅τを決定するための素子
として機能する。

パルス幅τは、出力電流I3に反比例するので、ＦＭ変調
出力周波数は出力電流I3に比例し、従って変調信号（入
力映像信号）Ｖに比例する。

その結果、出力端子５４には、変調信号によって周波数
変調されたパルス出力（ＦＭ変調出力）が得られること
になる。

このようなＦＭ変調出力は第４図Ｂに示すＦＭ復調回路
３２において復調される。

第１４図はパルスカウント型の復調回路３２の一例を示
す。

入力信号であるＦＭ変調出力は検波器７０を構成するリ
ミッタ７１により振幅制限された後、微分回路７２で微
分される。これにより、そのゼロクロス点（Ｈ→Ｌ及び
Ｌ→Ｈの各レベル変化点）が強調される。

微分出力はパルス発生器７３において、一定パルス幅τ
ｄのパルスに変換されることによって、検波出力が得ら
れる（第１５図Ｅ）。

この一定パルス幅τＤの検波出力はローパスフィルタ７
４に入力されて高域成分が除去された後、平均化され
て、第１５図Ｆに示す復調出力が得られる。

この復調出力（電圧）は入力信号であるＦＭ変調出力の
周波数に比例する。

ここで、ＦＭ変調動作及びその復調動作の一例を、無変
調時（出力電流I3が一定）について説明する。

第１のモノマルチ出力ＭＭ１（第１５図Ｂ）の立下りエ
ッジで第２のモノマルチ５３がトリガされて、第２のモ
ノマルチ出力ＭＭ２が形成される（同図Ｃ）。

同図ＡのリセットパルスＲＰがＬ（Low level）のとき
は、オア出力ＯＲは第２のモノマルチ出力ＭＭ２そのも
のであるから（同図Ｄ）、このオア出力ＯＲの立下りエ
ッジで第１のモノマルチ５２が再トリガされる。

このようにして発振を行っているとき、リセットパルス
ＲＰがＨ（High level）に変化すると、この時点でオア
出力ＯＲは第２のモノマルチ出力ＭＭ２の状態に拘わら
ずＨとなる。

リセットパルスＲＰがＨの期間は、オア出力ＯＲがＨの
ため、第１のモノマルチ５２はトリガされず、発振停止
状態にある。

次に、第２のモノマルチ出力ＭＭ２がＬの状態のときに
リセットパルスＲＰが立下がると、オア出力ＯＲも立下
がるためにこれの立下りに同期して発振が再開される。

上述したようにリセットパルスＲＰはＦＭキャリヤの位
相をリセットさせるために使用されるものであるから、
例えばリセットパルスＲＰの立下りに同期して、常に第
１のモノマルチ５２がトリガされるようにするには、リ
セットパルスＲＰのパルス幅TRは、モノマルチ出力ＭＭ
１，ＭＭ２のパルス幅τを同一としたとき、 TR＞２τ としなければならない。

これは第１のモノマルチ出力ＭＭ１の立上りタインミン
グを０°とすると、この直後にリセットパルスＲＰがＨ
に変化したときは、第２のモノマルチ出力ＭＭ２がパル
スを停止した直後まではリセットパルスＲＰをＨに保持
しなければならないためである。

ところで、このようにリセットパルスＲＰによってＦＭ
キャリヤの位相をリセットさせる場合には、このリセッ
トの前後において、同図Ｆに示すようにそのＦＭ復調レ
ベルが乱れる。レベル変動はリセットパルスＲＰが得ら
れたときの第１のモノマルチ出力ＭＭ１の位相によって
相違する。

例えば、リセットパルスＲＰが第１のモノマルチ出力Ｍ
Ｍ１の立上りタインミングに限り無く、位相にして０°
に近いとき、換言すれば第１５図のように、第１のモノ
マルチ出力ＭＭ１のパルス幅W1が、 W1≒τ であるときには、復調出力のレベル変動も最小となり
（同図Ｆ）、リセットパルスＲＰによる影響は僅少とな
る。

これに対して、リセットパルスＲＰの入力タイミング
が、第１のモノマルチ出力ＭＭ１の位相にしてが限りな
く３６０°に近づいたとき（第２のモノマルチ出力ＭＭ
２の停止直前）に、パルス幅W2も最大となる（第１５
図）。

すなわち、パルス幅W2は、 W2≒３τ となる。ただし、素子の伝送遅延及び動作遅延は考えな
いものとした。

このようなタイミングでＦＭキャリア（第１のモノマル
チ出力ＭＭ１）がリセットされると、そのときのＦＭ復
調出力のレベル変動も最大となる（同図Ｆ）。

すなわち、リセットパルスＲＰの立上り時点における第
１のモノマルチ出力ＭＭ１がどのような位相状態にある
かによって、発振動作の停止期間が相違し、これに伴な
って、復調出力のレベルが大幅に変動することになる。

第１６図はその場合どの程度まで復調出力（理論値）の
レベルが変動するかを示す曲線図である。この図から明
らかなように、最大2VN/3だけ変動してしまう。

実際には、ローパスフィルタ７４の時定数に影響される
が、同図は連続してこのパルス幅のパルスが入力したも
のとして表わした。

このように、上述した外部リセット機能付き変調回路１
２では、リセットパルスＲＰの得られるタインミングに
よって発振停止期間（リセット期間）が０°から３６０
°まで大きく変化し、最小リセット期間に注目しても長
時間となる欠点がある。

リセットパルスＲＰはジッタを含んだ入力水平同期信号
に関連したパルスであり、その入力タインミングは一定
ではない。

そのため、このリセットパルスＲＰの入力タインミング
によって復調出力のレベルが大きく変動するという欠点
がある。

そこで、この考案ではこのような問題点を解決したもの
であって、ＦＭ再生出力に影響をあまり及ぼさない外部
リセット機能付きＦＭ変調回路を提案するものである。

［問題点を解決するための技術的手段］ 上述の問題点を解決するため、この考案においては、そ
の出力にＦＭ変調出力が得られるフリップフロップと、 フリップフロップの入力段に接続された一対の比較器
と、 これら比較器に対し、共通に設けられた充放電用のコン
デンサと、 充電電流を入力信号によって制御する電流制御手段とを
有し、 上記コンデンサは外部リセット信号によってその充電電
流をリセットできるようにしたことを特徴とするもので
ある。

［作用］ 一対の比較器６３，６４に対して共通に設けられた充放
電用のコンデンサＣは、ＦＭ出力の１サイクルごとにこ
れら一対の比較器６３，６４に対して転換的に接続され
る。コンデンサＣには入力信号によって変調された充電
電流が注入される。

外部端子５６に供給されるリセットパルスＲＰによって
コンデンサＣの充電電流が放電される。

リセットパルスＲＰの立下がった時点より充電が開始さ
れる。従って、リセットパルスＲＰが立下がってから基
準電圧ＶREFに至るまでの充電時間が一定となる。

これによって、リセットパルスＲＰの入力タインミング
の変動に伴なう発振停止期間の変動が抑圧されるため、
復調時のレベル変動が少なくなる。

［実施例］ 続いて、この考案に係る外部リセット機能付きのＦＭ変
調回路の一例を、上述したＴＣＩによって記録再生する
ＶＴＲの記録・再生系に適用した場合につき、第１図以
下を参照して詳細に説明する。

説明の都合上、第５図を参照して上述したジッタ検出系
を含む時間軸補正装置の具体例を説明する。

同図において、３１は基準同期盤を示し、これから出力
された複合同期信号のうち、水平同期信号は水平位相比
較回路３３において再生された水平同期信号と位相比較
され、また垂直同期信号が垂直位相比較回路３４におい
て再生された垂直同期信号と位相比較される。

夫々から得られた誤差信号は、ＶＴＲの記録再生回路１
０に対応して設けられたキャプスタンサーボ系やドラム
サーボ系３５，３６に供給されて、キャプスタンサーボ
及びドラムサーボが行なわれる。

再生映像信号は復調器３２において、ＦＭ復調される。
復調出力は時間軸補正回路（ＴＢＣ）４０を構成するＡ
／Ｄ変換器４２に供給されると共に、ジッタ検出回路２
０に供給されて、再生映像信号のジッタが検出される。
ジッタ検出信号は書き込みクロック発生回路４１のトリ
ガ信号として利用され、このジッタ検出信号の立下りに
同期して書き込みクロック位相がリセットされる。

書き込みクロックはＡ／Ｄ変換器４２に対するサンプリ
ング信号として使用される他、デジタルメモリ４３の書
き込みアドレス信号としても使用される。従って、再生
映像信号はジッタのある状態でデジタルメモリ４３に書
き込まれることになる。

そして、基準同期盤３１からの基準クロックは読み出し
クロック形成回路４４に供給されて読み出しアドレス信
号が形成され、そのクロックに同期して映像信号が読み
出される。読み出された映像信号は、同一のクロックが
供給されたＤ／Ａ変換器４５においてアナログ信号に変
換される。

読み出しクロックは一定周期で発生するから、これによ
って時間軸のゆらぎのない映像信号が再生されることに
なる。つまり、ジッタの補正された映像信号が再生され
る。

さて、輝度信号に対して色信号が時間軸多重された映像
信号を記録再生することによって生じたジッタは以下の
ように検出される。

まず、映像信号の記録時、水平周期ごとに水平同期信号
の前縁位相と、同期尖頭値対応のＦＭキャリヤの位相と
を同期させて記録する。これによって、ＦＭキャリヤは
１水平ラインごとに水平同期信号の前縁でリセットされ
る。

再生時にはＦＭ復調された水平同期信号の後縁を基準に
して、狭帯域のＦＭキャリヤにおける特定のゼロクロス
点を検出することによって、再生映像信号のジッタが検
出される。

ジッタ検出信号でデジタルメモリ４３の書き込みクロッ
ク位相がリセットされる。そのため、再生映像信号と同
期して時間軸が変動している書き込みクロックでこの再
生映像信号がサンプリングされ、かつ書き込まれる。そ
の後、時間軸が一定な読み出しクロックを使用して、順
次画素単位で映像信号を読み出すことによって、ジッタ
が補正された映像信号を得ることができる。

従って、このようなジッタ検出の最大の特徴の１つは、
ＦＭキャリヤがバースト信号に対応する信号としても使
用されることである。

そのため、映像信号のＦＭ記録時、上述したように水平
同期ごとに水平同期信号の前縁と、同期尖頭値対応のＦ
Ｍキャリヤの位相とが同期されて記録される。

つまり、水平周期ごとに、水平同期信号の前縁によって
同期尖頭値対応のＦＭキャリヤがリセットされる。

このジッタ検出の第２の特徴は、映像信号の再生時、水
平同期信号の後縁によってゼロクロス点を検出するため
の遅延パルスが形成されることである。

復調された水平同期信号の後縁はＦＭキャリヤ位相変動
による位相ゆらぎなどによる影響が少なく、その分同期
ジッタは１／２周期分（３．４ＭHzキャリアのとき、１
５０ns）より充分小さくできる。

その結果、遅延パルスによって発生するゲート回路でＦ
Ｍキャリヤの特定位相のゼロクロス点を常に正確に検出
できる。

第３の特徴は、狭帯域のフィルタ（ＢＰＦ）を通過した
ＦＭキャリヤを使用してジッタの検出が行なわれること
である。

狭帯域のフィルタを通過することによってＦＭキャリヤ
のＣ／Ｎが高くなり、これによってノイズによる時間軸
変動が僅少となる他、直流成分がないのでオフセット誤
差もなくなり、再生ジッタを高精度をもって検出するこ
とができる。

第４図はこのような特徴を有するジッタ検出を実現する
一手段を含んだ映像信号の記録回路１０Ａの一例を示
す。

端子１１に供給される入力映像信号はジッタがないもの
とする。また、その信号形態は第７図に示すように線順
次式のコンポーネント色信号を時間軸圧縮して輝度信号
に多重させたＭＴＣＩ信号とする。

入力映像信号はＦＭ変調器１２でＦＭ変調される。この
ＦＭ変調回路１２は外部リセット型に構成され、リセッ
トパルスによって、そのキャリヤの位相が初期位相にリ
セットできるようになされている。

入力映像信号のＳ／Ｎが劣化している場合を考慮して、
この例ではＡＦＣ回路１３において水平同期周波数が安
定化される。これによって、水平同期信号の前縁部のジ
ッタが少なくとも所定値（この例では、５nsec）以下に
抑えられる。

ＡＦＣ回路１３から出力された水平同期信号はリセット
パルス形成回路１４に供給されて、水平同期信号の前縁
に同期したリセットパルスｈ（第６図Ｂ）が形成され
る。

このリセットパルスｈによってＦＭキャリヤリセットさ
れる。すなわち、水平同期信号の前縁部に対応した同期
尖頭値対応のＦＭキャリヤ周波数がリセットされる。こ
れによって、水平同期信号の立上り部とＦＭキャリヤの
位相が同期することになる。

一般に、磁気記録では低搬送波ＦＭ方式であり、搬送波
発生部とＦＭ変調部とは一体となっていて区別できない
のが通例である。このように映像信号ｇによってＦＭ変
調されるＦＭキャリヤの位相情報は映像信号ＦＭ変調の
ため、画像の有効走査期間内で失われることになるか
ら、位相情報は各水平周期ごとに付加する必要がある。
そのため、水平周期ごとにＦＭキャリヤがリセットパル
スｈによってリセットされる。

同期尖頭値対応のＦＭキャリヤ周波数はＶＴＲの記録方
式によって相違する。因みに、いわゆるＶＨＳ方式のＶ
ＴＲでは、３．４ＭＨｚ（高解像度システムでは、５．
４ＭＨｚ）が同期尖頭値のＦＭキャリヤとなる。

ジッタ位相を検出するときで第９図Ｄに示すようなゼロ
クロス検出を行なう場合には、ＦＭキャリヤのリセット
は、０°もしくは１８０°の位相で行なわれる。

その結果、ＦＭ変調器１２からは第６図Ｃに示すような
ＦＭ信号ｉが得られ、これが記録アンプ１６を介して回
転磁気ヘッド１７に供給されて記録される。

第４図Ｂは再生回路１０Ｂの一例を示す。

回転磁気ヘッド１７で再生されたＦＭ映像信号ｉ（第７
図Ａ）はプリアンプ１８を介してＦＭ復調器３２と、ジ
ッタ検出回路２０を構成するキャリヤゲート回路２２に
供給される。

ＦＭ復調器３２において復調された映像信号ｊ（同図
Ｂ）は時間軸補正回路４０に、ジッタ成分を有した入力
映像信号として供給されると共に、同期分離回路２１に
供給されて映像信号ｊ中より水平同期信号ｋ（同図Ｃ）
が抽出分離される。

この水平同期信号ｋがキャリヤゲート回路２２に対する
ゲート信号として供給されて、水平同期信号区間のＦＭ
キャリヤ（水平同期尖頭値対応キャリヤ）がゲートされ
る（同図Ｄ）。ゲートされたＦＭキャリヤｌが従来にお
けるバースト信号として使用される。

ＦＭキャリヤｌは狭帯域通過フィルタ２３に供給され
て、Ｃ／Ｎの改善が図られる。水平同期尖頭値のＦＭキ
ャリヤとして、上述したように３．４ＭHzに選定されて
いる場合には、通過帯域として、この例では３．４ＭHz
±０．１ＭHzに選定されたフィルタが使用される。

このような狭帯域のフィルタを使用すると、ＦＭキャリ
ヤに混入したノイズレベル（実効値）は、１／４以下に
減少する。その結果、ＦＭキャリヤのノイズによる同期
ジッタ（時間軸の揺らぎ）も１／４以下に逓減される。

そのため、フィルタ処理前の同時ジッタが１６nsec程度
あったときには、このフィルタ処理によって４nsec程度
まで同期ジッタが減少することになる。フィルタ処理後
のＦＭキャリヤｍを同図Ｅに示す。

復調映像信号ｊはさらに遅延パルス形成回路２４にも供
給され、ここにおいて、水平同期信号ｋの後縁部から所
定の時間だけ遅延された遅延パルスｎ（同図Ｆ）が形成
される。

遅延パルスｎと上述したフィルタ出力であるＦＭキャリ
ヤｍはジッタ検出信号形成回路２５に供給される。形成
回路２５はＲＳフリップフロップで構成され、遅延パル
スｎによってセットされ、セット後に入力したＦＭキャ
リヤｍのゼロクロス点によってリセットされる。

従って、ジッタ検出信号ｏは同図Ｇに示すように、ＦＭ
キャリヤｍにおけるある特定したサイクルのゼロクロス
点に同期した信号として出力されることになる。

特定のゼロクロス点とは、ＦＭキャリヤｍが最大振幅と
なるようなサイクルのゼロクロス点をいう。

第７図に示す波形においては、水平同期信号ｋの後縁よ
り１μｓ程度遅れたサイクルにその振幅が最大となるか
ら、遅延パルスｎの遅延時間はほぼ１μｓ程度に選定さ
れている。

Ｃ／Ｎのよいサイクルでゼロクロス点を検出できれば、
それだけ重畳ノイズによる影響が少なくなり、検出精度
が向上するからである。

水平同期信号の後縁を基準にして遅延パルスｎを形成し
たのは、ＦＭ復調時のキャリヤリークによる水平同期信
号への影響がその前縁よりもその後縁の方が遥かに少な
いからである。すなわち、キャリヤリークがあっても、
リーク成分の位相は前縁（位相のリセット点）から後縁
に向かうにしたがってその変動が少なく安定するため、
遅延パルスｎの検出タイミング精度が向上する。

ここで、ＦＭキャリヤｍの周波数が３．４ＭHzであった
ときには、ゼロクロス点はほぼ１４７nsecごとに存在す
る。そのため、水平同期信号ｋの後縁部の同期ジッタが
最大でも１００nsecの範囲内に存在する場合には、再生
信号ＳＮ比にもよるがＳＮ比が４０ｄｂ程度ならば特定
のゼロクロス点を５nsec以下の精度で検出することが可
能になる。

すなわち、再生映像信号の残留ジッタを５nsec以下に抑
えることができる。

キャリヤリセット復調水平同期信号の後縁位相ジッタは
最大でもＦＭキャリヤの１／２サイクル以上にはなり得
ないので、予め定めた特定のゼロクロス点以外のゼロク
ロス点を遅延パルスｎによって検出するような誤動作は
生じない。

このような記録再生系において、ＦＭ変調回路１２とし
ては、第１図に示すような構成のものが使用される。

この例では、ＲＳフリップフロップ６１が使用され、そ
のＱ端子６２よりＦＭ変調された信号（クロック出力）
が出力される。

フリップフロップ６１には一対の比較器６３，６４が設
けられ、第１の比較器６３の比較出力C1がリセット端子
に、第２の比較器６４の比較出力C2がセット端子に夫々
供給される。

これら比較器６３，６４の非反転入力端子には所定の基
準電圧ＶREFが供給され、夫々の反転入力端子間には充
放電用のコンデンサＣが接続されている。

一方、入力信号であるこの例では入力映像信号が電流制
御手段５１に供給される。

電流制御手段５１としては、従来と同様にカレントミラ
ー回路を使用することができる。従って、入力映像信号
のレベルに応じて出力電流I3が制御される。

この出力電流I3は一対のスイッチング手段６５，６６を
介して上述した充放電用のコンデンサＣに注入される。

第１及び第２のスイッチング手段６５，６６は夫々極性
の異なるフリップフロップ６１の出力によって制御され
るもので、これにより一対のスイッチング手段６５，６
６は相補的に制御されることになる。

この例では、非反転出力がハイレベルのとき、図示のよ
うに切り換えられるものとする。

充放電用のコンデンサＣには、端子５６から供給される
リセットパルスＲＰによってその充電電流を放電できる
ようにするため、その両端にはスイッチング手段６７が
接続される。

なお、スイッチング手段６５〜６７はアナログスイッチ
を使用することができる。

このような構成においても、電流制御手段であるカレン
トミラー回路５１は上述したと同様に、I3を出力する
（I3＝I1＋I2）。

さて、第２のスイッチング手段６６が接地されている図
示の状態では、第１のスイッチング手段６５はカレント
ミラー回路５１の出力側に接続されているため、出力電
流I3によってコンデンサＣは充電される（第２図Ｂ，
Ｃ）。

出力電流I3は変調信号電圧Ｖに比例し、コンデンサＣの
端子電圧ＶC1の変化量は、出力電流I3に比例する。

この端子電圧ＶC1は比較器６３において基準電圧ＶREF
と比較され、基準電圧ＶREFを越えると、即座に第１の
比較出力C1がＨよりＬに変化し、フリップフロップ６１
の出力状態（Ｑ，）が反転する（同図Ｂ，Ｄ）。

フリップフロップ出力が反転すると（Ｑ：Ｌ→Ｈ，：
Ｈ→Ｌ）、スイッチング手段６５，６６の切り換え状態
が反転されるため、コンデンサＣの端子電圧ＶC1はＯ
［Ｖ］になる。

これに対して、比較器６４側の端子電圧ＣC2はそれまで
のＯ［Ｖ］より−ＶREF［Ｖ］まで瞬時に変化し、この
後、出力電流I3の充電電流により電圧が上昇していく
（同図Ｅ）。

端子電圧ＶC2が基準電圧ＶREFを越えると、第２の比較
出力C2がＨよりＬに変化し、これにともないフリップフ
ロップ６１の出力状態も反転する（同図Ｂ，Ｆ）。

以上の動作を繰り返すことにより、所定のクロック出力
（フリップフロップ６１のＱ出力）が得られる。

ここで、コンデンサＣへの充電電流I3と端子電圧ＶC1，
ＶC2の変化量が比例するため、同様にそのクロック周波
数は変調信号電圧Ｖによって周波数変調を受けることに
なる。

第３のスイッチング手段６７はリセットパルスＲＰがＨ
のとき、オンするようになされているので、リセットパ
ルスＲＰが供給されると、コンデンサＣの両端がショー
トされ、コンデンサＣの両端電圧ＶC1，ＶC2は共にＯ
［Ｖ］となる（同図Ａ，Ｃ，Ｅ）。

リセットパルスＲＰがＬに戻ると同時に、コンデンサＣ
は無電荷（放電）状態より充電が開始される。

端子電圧ＶC1，ＶC2が夫々−ＶREF［Ｖ］から＋ＶREF
［Ｖ］を越えるまで変化する時間を等しく、τ′とする
と、リセットパルスＲＰの立下りよりフリップフロップ
６１の状態が次に反転するまでの時間はτ′／２とな
る。

ここで、フリップフロップ６１の出力Ｑ（ＦＭ変調出
力）において、その立下りを基準とし、その初期位相を
０°とすると、この出力位相に拘らず、つまりＦＭ変調
出力がＬ時間（０°〜１８０°）でも、Ｈ期間（１８０
°〜３６０°）でも、コンデンサＣはリセットパルスＲ
ＰのＨ期間中放電状態となり（同図Ｃ，Ｅ）、リセット
パルスＲＰがＬに戻ってからτ′／２後にフリップフロ
ップ６１の出力Ｑ，が反転する。

よって、スイッチング手段６７のショート時の直列抵抗
が充分に低く、コンデンサＣの放電が瞬時に行なわれる
ならば、ＦＭ変調出力のリセットに要する時間は、最低
τ′／２、最大３τ′／２となる（同図Ｇ）。

τ′／２の時間がかかるときは、ＦＭ復調出力の位相
が、０°，１８０°直後であって、リセット期間でのリ
セットパルス幅がほぼ０である。

また、３τ′／２の時間がかかるときは、ＦＭ復調出力
の位相が、０°，１８０°直前であって、リセットパル
ス幅もほぼ０となる。

従って、リセットに要する時間及びＦＭ変調出力の位相
状態の相違による時間の変化量のいづれも小さくでき
る。

このような関係に選定されているとき、第１４図に示す
ＦＭ復調回路３２でＦＭ変調出力を復調すると、そのと
きの復調出力は第２図Ｈのようになり、またそのときの
復調レベルの変動は第３図のようになる。

ここで、ＴはＦＭ復調出力１周期、Tpはリセットパルス
ＲＰのパルス幅であるものとする。

これにより、リセットによって発生するＦＭ変調波の不
連続による復調時のキズも、その最大振幅変動が（１／
３）VNとなり、また瞬時に発振位相をリセットパルスに
同期させることができるため、回路系では簡単な回路規
模で充分な精度の高速動作が実現できる。

なお、上述ではこの発明を適用できる記録再生手段とし
て、ＭＴＣＩ方式による映像信号を記録再生するような
ＶＴＲを例示したが、搬送波記録帯域を狭帯域化し、ク
ロマ信号を低域変換すると共に、輝度信号をＦＭ記録す
るようにした狭帯域輝度信号に対する記録再生手段に
も、この発明に係る外部リセット機能付きＦＭ変調回路
を適用することができる。

さらに、高品位テレビ（ＨＤＴＶ）用の受信系に対して
も適用できるのは勿論のこと、衛星放送方式の１つであ
るＭＵＳＥ信号を受信できるテレビジョン受像機にも適
用できる。

［発明の効果］ 以上説明したように、この発明では、充放電用のコンデ
ンサを外部から制御するようにして、その充電タイミン
グをリセットパルスによってコントロールするようにし
たから、リセット時間の短縮と共に、復調時のレベル変
動を最少限に抑えることができる。

これによって、ＦＭ復調時の信号劣化を改善できる特徴
を有する。

従って、この考案に係る外部リセット機能付きのＦＭ変
調回路は、上述したＦＭキャリヤリセット方式のＶＴＲ
などに適用して極めて好適である。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの考案に係る外部リセット機能付きのＦＭ変
調回路の一例を示す要部の接続図、第２図及び第３図は
その動作説明に供する波形図、第４図は映像信号のジッ
タ検出方法を実現するための一例を示す記録再生回路の
系統図、第５図は時間軸補正装置の一例を示す系統図、
第６図及び第７図はジッタ検出動作の説明に供する波形
図、第８図はこの発明の説明に供する従来のジッタ検出
回路の系統図、第９図はその動作説明図、第１０図はＭ
ＴＣＩ方式の映像信号フォーマットの説明図、第１１図
及び第１２図は同時ジッタの説明図、第１３図は第４図
のＦＭ変調回路として使用できる外部リセット機能付き
のＦＭ変調回路の接続図、第１４図はＦＭ復調回路の一
例を示す系統図、第１５図及び第１６図は夫々その動作
説明に供する波形図である。 １０……記録再生回路 １０Ａ……記録回路 １０Ｂ……再生回路 ２０……ジッタ検出回路 １２……ＦＭ変調回路 ３２……ＦＭ復調回路 ４０……時間軸補正回路 ５１……電流制御手段 ６１……フリップフロップ ６３，６４……比較器 ６５〜６７……スイッチング手段 Ｃ……充放電用コンデンサ ＲＰ……リセットパルス

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】その出力にＦＭ変調出力が得られるフリッ
   プフロップと、 このフリップフロップの入力段に接続された一対の比較
   器と、 これら比較器に対し、共通に設けられた充放電用のコン
   デンサと、 充電電流を入力信号によって制御する電流制御手段とを
   有し、 上記コンデンサは外部リセット信号によってその充電タ
   インミングが制御されるようにしたことを特徴とする外
   部リセット機能付きＦＭ変調回路。