DE19627784C1 - Digitale Filterweiche - Google Patents
Digitale FilterweicheInfo
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- H03H17/02—Frequency selective networks
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Description
Die Erfindung betrifft eine digitale Filterweiche
der ungeraden Filterlänge N zum Zusammenführen
zweier komplexwertiger Signale nach dem Oberbegriff
des Anspruchs 1.
Aus dem Stand der Technik sind derartige digitale
Filterweichen bekannt. So offenbart die Patent
schrift DE 36 10 195 C2 beispielsweise eine digi
tale Filterbank, die als Filterweiche einsetzbar
ist, wenn man beispielsweise von den angegebenen
vier komplexen Ausgängen beziehungsweise Eingängen
nur zwei benutzt.
Aus dem Aufsatz "A digital 16-channel complex-do
main FDM-demultiplexer for beamforming environ
ment", Göckler/Gebauer, 2nd European Conference on
Satellite Communications, Liege, Belgium, 22-24
October 1991, ist eine Trennungsweiche für zwei
Kanäle angegeben, die auf der in der zuvorgenannten
Patentschrift angegebenen Basis beruht.
Auch aus der Druckschrift DE-PS 44 37 158 C2 sind
Filteranordnungen bekannt, die zum Zusammenführen
zweier Signale dienen. Mit den angegebenen Struktu
ren läßt sich entweder die Multiplizieranzahl oder
die Anzahl der Zustandsspeicher minimieren.
Trotz allem weist keine der bisherigen Filterwei
chen ein optimales Verhältnis zwischen Multipli
ziererzahl und Anzahl der Zustandsspeicher auf.
Hier besteht Verbesserungsbedarf.
Die erfindungsgemäße digitale Filterweiche mit dem
Merkmal des Anspruchs 1 hat demgegenüber den Vor
teil, daß bei minimaler Anzahl an Multiplizierern
nur eine minimale Zahl an Zustandsspeichern notwen
dig ist. Dies gelingt insbesondere dadurch, daß die
Signale in einer bisher nicht bekannten Art zusam
mengefaßt werden.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung ergeben
sich aus den Unteransprüchen.
Die Erfindung wird nun anhand von Ausführungsbei
spielen mit Bezug auf die Zeichnungen näher erläu
tert. Dabei zeigen:
Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel einer er
findungsgemäßen Filterweiche;
Fig. 2 ein zweites Ausführungsbeispiel einer er
findungsgemäßen Filterweiche;
Fig. 3 ein drittes Ausführungsbeispiel einer er
findungsgemäßen Filterweiche;
Fig. 4 ein Diagramm der möglichen Frequenzgänge
eines Filterzweigs der Filterweiche, und
Fig. 5 ein Diagramm mit möglichen Frequenzgängen
der Filterzweige der Filterweiche.
Grundsätzlich dient eine Filterweiche dazu, zwei
komplexe oder reelle Eingangssignale zu einem kom
plexen oder reellen Ausgangssignal zusammenzufüh
ren. Dies wird beispielsweise dann genutzt, wenn
das Ausgangssignal ein Frequenzmultiplexsignal
(FDM) sein soll. Dessen Ausgangsbandbreite ent
spricht dann der Summe der Bandbreiten der beiden
Eingangssignale. Hier ist es in der Regel notwen
dig, daß zusätzlich zum Zusammenführen eine Ab
tastratenverdoppelung vorgenommen wird.
Im einfachsten Fall besteht eine Filterweiche aus
zwei einzelnen Filtern beispielsweise Halb-Band-
Filter, die beide auf einen summierenden Ausgang
arbeiten.
Zum besseren Verständnis wird im folgenden kurz auf
die Eigenschaften eines solchen einzelnen Filters
(im folgenden kurz COHBF genannt) eingegangen.
Ein solches COHBF mit der ungeraden Filterlänge N
ist linear-phasig und weist komplexwertige Ko
effizienten h(l) auf mit -(N-1)/2l(N-1)/2, wobei
die Koeffizienten für l ungleich 0 entweder rein
reell oder rein imaginär sind. Das heißt, daß sie
nicht im üblichen Sinne komplexwertig sind. Ledig
lich der Koeffizient h(0) ist komplexwertig gemäß
h(0)=±(c₀±jc₀).
Damit ergibt sich für l=0 ein Real- und ein Ima
ginärteil von h(0)=hr(0)+jhi(0), wobei Realteil und
Imaginärteil den gleichen Betrag aufweisen.
Unter Zugrundelegung einer auf die Abtastfrequenz
fA = 1/T bezogene Mittenfrequenz fm=(2m-1)fA/8 und
m = 0,±1,±2,±3, . . . ergibt sich abgeleitet von einem
Halb-Band-Filter (HBF) durch Modulation der Im
pulsantwort dieses Filters auf einen komplexwerti
gen Träger der Frequenz fm folgende Gleichung für
die komplexe Impulsantwort (Koeffizienten) des
COHBFs:
h(l)=h(l) e j[2 π lf m/f A⁺ϕ₀]
= h(l) e jl(2m-1) π /4 ejϕ0
= h(l) e jl(2m-1) π /4 ejϕ0
Mit dem Ansatz für die Nullphase ϕ0 = (2m-1)π/4 +
kπ/2, k= 0,±1,±2, . . . folgt,
h(l)=h(l)jkej(l+1)(2m-1) π /4
Aus der Linearphasigkeit des Filters ergibt sich
darüber hinaus h(l)=h(-l) und aus der Halb-Band-
Filter-Eigenschaft h(l)=0 für 1=±2,±4,±6, . . .
Für l=0 liefert die oben genannte Gleichung folgen
den Wert:
h(0)=h(0)jkej(2m-1) π /4
= h(0)ej[2(m+k)-1] π /4
= h(0){cos[2(m+k)-1]π/4+jsin[2(m+k)-1]π/4}
= ± (1±j)h(0)/√
= h(0)ej[2(m+k)-1] π /4
= h(0){cos[2(m+k)-1]π/4+jsin[2(m+k)-1]π/4}
= ± (1±j)h(0)/√
Dabei ist das Vorzeichen abhängig von
m, k=0,±1,±2, . . .
Die in den Figuren gezeigte erfindungsgemäße Halb-
Band-Filterweiche besteht nun grundsätzlich aus
zwei der vorgenannten COHBF′s mit unterschiedlicher
Mittenfrequenz fm, wobei jedoch gemeinsame Opera
tionen zusammengefaßt sind. Damit erreicht man eine
deutliche Verringerung des Aufwands sowohl im Hin
blick auf die Anzahl der Multiplizierer als auch
der Anzahl der Speicher.
In Fig. 1 ist eine erfindungsgemäße Filterweiche 1
gezeigt, die zwei komplexe Signale s₁(2nT)=sr1(2nT)
+j si1(2nT) und s₂(2nT)=sr2(2nT)+j si2(2nT) zu ei
nem komplexen aus beiden Eingangssignalen zusammen
gesetzten FDM-Ausgangssignal s a (nT) zusammenführt,
wobei n= . . . -1,0,1, . . . der diskrete Zeitparameter
ist. Die beiden komplexen Eingangssignale s₁ und s₂
setzen sich jeweils zusammen aus einem Realteil sr1
beziehungsweise sr2 und einem Imaginärteil si1 und
si2. Für jedes komplexe Eingangssignal besitzt die
Filterweiche 1 zwei Eingangsanschlüsse 3.1 und 3.2
für das erste Eingangssignal s₁ und zwei Eingangs
anschlüsse 5.1 und 5.2 für das zweite Eingangssi
gnal s₂.
Die Filterweiche 1 selbst umfaßt einen ersten Block
von Verzögerungsgliedern 7 und einen zweiten Block
von Verzögerungsgliedern 9.
Der erste Block von Verzögerungsgliedern 7 besteht
aus einer Anzahl von Verzögerungsgliedern 11, die
in zwei Ketten 13, 15 gruppiert sind. Auch der
zweite Block von Verzögerungsgliedern 9 weist die
gleiche Anzahl an Verzögerungsgliedern 11 auf, die
in zwei Ketten 17, 19 gruppiert sind.
Wie bereits erwähnt, sind die Koeffizienten abhän
gig von der gewählten Mittenfrequenz fm. Die sich
hieraus ergebenden möglichen Frequenzgänge einer
Teilübertragungsfunktion sind für die Fälle m=1 bis
m=4 in Fig. 4 dargestellt.
Die sich aus der zuvor genannten Formel ergebenden
komplexwertige Koeffizienten für die Fälle
m = 1, 2, 3, 4 sind in der nachfolgenden Tabelle bei
spielhaft für eine Filterlänge N=11 und k=0 darge
stellt.
Deutlich zu erkennen ist zunächst, daß die Filter
koeffizienten entweder rein reelle oder rein ima
ginäre Werte besitzen. Lediglich der Filterkoeffi
zient h(0) ist echt komplexwertig. Darüber hinaus
ist ersichtlich, daß sich entsprechende Filterkoef
fizienten für die vier Fälle m=1 . . . 4 nur durch das
Vorzeichen unterscheiden. Diese Übereinstimmung ist
dazu verwendet, die Zahl der Operationen zu verrin
gern.
Dies soll anhand des in Fig. 1 gezeigten Ausfüh
rungsbeispiels mit N=11 k₁=k₂=0 und m₁=1 und m₂=2
verdeutlicht werden.
Die in Fig. 1 gezeigte Filterweiche dient zunächst
dazu, zwei komplexwertige Eingangssignale s₁ und s₂
zu einem komplexen FDM-Ausgangssignal s a zusammen
zuführen, wobei eine Abtastratenverdoppelung durch
geführt wird.
Der lediglich zur besseren Verständlichkeit mar
kierte Block 7 umfaßt vier Verzögerungsglieder 11
in der ersten Verzögerungskette 13 und fünf Ver
zögerungsglieder 11 in der zweiten Verzögerungs
kette 15. Die Verzögerungsglieder 11 arbeiten je
weils mit der Verzögerungszeit D=2T.
Der zweite Block 9 ist in gleicher Weise aufgebaut,
wobei die dritte Verzögerungskette 17 fünf Verzöge
rungsglieder 11 und die vierte Verzögerungskette 19
vier Verzögerungsglieder 11 aufweist. Auch hier ar
beiten die Verzögerungsglieder mit der Verzöge
rungszeit D=2T.
Der ersten Verzögerungskette 13 wird ein Summensi
gnal sR zugeführt, das sich aus der Summe der bei
den Realteile sr1 und sr2 der beiden Eingangssi
gnale ergibt. Auch der vierten Verzögerungskette 19
wird ein Summensignal sI zugeführt, das sich aus
der Summe der beiden Imaginärteilen si1 und si2 der
Eingangssignale ergibt.
Der zweiten Verzögerungskette 15 wird im Gegensatz
dazu ein Differenzsignal dR zugeführt, das sich aus
der Differenz der beiden Realteile sr1, sr2 der
Eingangssignale ergibt. Ebenfalls ein Differenzsi
gnal dI wird der dritten Verzögerungskette 17 zuge
führt, wobei sich die Differenz ergibt aus dem Ima
ginärteil si1 des ersten Eingangssignals und si2
des zweiten Eingangssignals.
Die sich aus der vorgenannten Tabelle ergebende be
tragsmäßige Übereinstimmung der den beiden Blöcken
7, 9 zugeordneten Filterkoeffizienten wird nun dazu
genutzt, bestimmte Signale aus den Verzögerungsket
ten zunächst miteinander zu verknüpfen und erst
dann mit dem jeweiligen Filterkoeffizienten zu be
werten. Damit läßt sich die Hälfte der Multi
plizierer einsparen.
So wird vom Eingangssignal der ersten Kette 13 das
Ausgangssignal der dritten Verzögerungskette 17
subtrahiert und mit dem Koeffizienten -h₅ bewertet
einem ersten Addiererblock 25 zugeführt. Diesem Ad
diererblock wird darüber hinaus das mit dem Filter
koeffizienten -h₃ bewertete Differenzsignal aus dem
Ausgangssignal der ersten Kette 13 und dem Aus
gangssignal des ersten Verzögerungsglieds der drit
ten Verzögerungskette 17 zugeführt, sowie das Dif
ferenzsignal des Ausgangssignals des zweiten Verzö
gerungsglieds der ersten Verzögerungskette 13 und
dem Ausgangssignal des dritten Verzögerungsglieds
der dritten Verzögerungskette bewertet mit dem Fil
terkoeffizienten h₁.
Einem weiteren Addiererblock 26 wird das mit dem
Filterkoeffizienten -h₅ bewertete Summensignal des
Eingangssignals der vierten Verzögerungskette 19
und dem Ausgangssignal der zweiten Verzögerungs
kette 15 zugeführt. Dem Addierer wird ebenfalls ein
mit dem Filterkoeffizienten -h₃ bewertetes Summen
signal zugeleitet, das sich aus dem Ausgangssignal
des vierten Verzögerungsglieds der vierten Verzöge
rungskette 19 und dem Ausgangssignal des ersten
Verzögerungsglieds der zweiten Verzögerungskette 15
zusammensetzt, sowie ein mit h₁ bewertetes Summen
signal zugeleitet, das sich aus dem Ausgangssignal
des zweiten Verzögerungsglieds der vierten Verzöge
rungskette 19 und dem Ausgangssignal des dritten
Verzögerungsglieds der zweiten Verzögerungskette 15
zusammensetzt.
Zur Abtastratenverdoppelung ist dem Realteil-Aus
gang ein Umschalter (Multiplexer) und dem Imaginär
teil-Ausgang ebenfalls ein Umschalter (Multiplexer)
zugeordnet, die beide mit der Umschaltfrequenz
fA=1/T arbeiten.
Dem Realteil-Ausgang wird nun alternierend das Aus
gangssignal des ersten Addiererblocks 25 und ein
Signal zugeführt, das sich aus der Differenz des
Ausgangssignals des zweiten Verzögerungsglieds der
zweiten Verzögerungskette 15 und dem Ausgangssignal
des zweiten Verzögerungsglieds der vierten Verzöge
rungskette bewertet mit dem Filterkoeffizienten
h₀/√ zusammensetzt.
Auch dem Imaginärteil-Ausgang wird alternierend das
Ausgangssignal des zweiten Addiererblocks 26 und
ein Signal zugeleitet, das sich aus der mit dem
Filterkoeffizienten h₀/√ bewerteten Summe der Aus
gangssignale der zweiten Verzögerungsglieder der
Verzögerungskette 13 und der Verzögerungskette 17
zusammensetzt.
Ein Vorteil dieser nach dem Polyphasenprinzip re
alisierten Filterweiche besteht darin, daß alle
Operationen, daß heißt Additionen, Multiplikationen
und Verzögerungen mit Ausnahme des Ausgangs-Multi
plexschalters mit der niedrigeren Eingangs-Abta
strate fa=1/(2T) durchführbar sind.
Ein weiterer Vorteil ist darin zu sehen, daß die
Zahl der Multiplizierer mit M=(N+5)/2 deutlich ge
ringer ist als die der bekannten Schaltungen mit
M=N+3.
Auch die Anzahl der notwendigen Addierer sinkt auf
eine Zahl von A=N+5, während die Anzahl der Zu
standsspeicher mit ZS=2N-4 etwas höher liegt als im
Stand der Technik. Da jedoch der Hauptaufwand sol
cher Filter in den Multiplizierern zu sehen ist,
ist das erfindungsgemäße Ziel einer Verringerung
des Aufwands sehr gut erreicht.
Darüber hinaus läßt sich ein weiterer Realisie
rungsvorteil dadurch erzielen, daß jeweils die
Hälfte aller Multiplizierer auf je einem Addierer
baum enden, wie dies beispielsweise in der Druck
schrift DE 42 11 315.6 offenbart ist.
In Fig. 2 ist nun ein zweites Ausführungsbeispiel
einer Filterweiche gezeigt, bei der die Mittenfre
quenz fm des zweiten Filterzweigs fm=5/8 fA ist.
Das heißt, das zwischen den beiden benutzten Über
tragungsbereichen ein nicht benutzter Übertragungs
bereich liegt. Eine entsprechende Darstellung fin
det sich in Fig. 5b.
Der Aufbau dieser Filterweiche entspricht im we
sentlichen demjenigen der Filterweiche gemäß Fig. 1,
weshalb auf eine nochmalige Erläuterung verzich
tet wird.
Im Vergleich zu dem vorhergehenden Ausführungsbei
spiel umfaßt die erste und die vierte Verzögerungs
kette 13 beziehungsweise 19 jeweils ein Ver
zögerungsglied mehr, während die beiden anderen
Verzögerungsketten 15, 17 jeweils nur zwei Verzöge
rungsglieder aufweisen. Daraus resultiert eine Ge
samtzahl an Zustandsspeichern von insgesamt 14 mit
der Verzögerungszeit D=2T, was dem minimal mögli
chen Wert entspricht. Da sich weder die Anzahl der
Multiplizierer noch die Anzahl der Addierer ändert,
hat man bezüglich aller Aufwandskriterien den mini
malen Wert erreicht. Dies war bisher nicht möglich.
Dem ersten Addiererblock 25 wird ebenfalls ein mit
dem Filterkoeffizienten -h₅ bewertetes Differenzsi
gnal zugeführt, das sich aus dem Eingangssignal der
ersten Verzögerungskette 13 und dem Ausgangssignal
der vierten Verzögerungskette 19 zusammensetzt. Als
weiteres Eingangssignal erhält der Addiererblock
das mit dem Filterkoeffizienten -h₃ bewertete Dif
ferenzsignal des Ausgangssignals des vierten Verzö
gerungsglieds der ersten Verzögerungskette 13 und
des Ausgangssignals des ersten Verzögerungsglieds
der vierten Verzögerungskette 19, sowie das mit dem
Filterkoeffizienten h₁ bewertete Differenzsignal
des Ausgangssignals des zweiten Verzögerungsglieds
der ersten Verzögerungskette 13 und dem Ausgangssi
gnal des dritten Verzögerungsglieds der vierten
Verzögerungskette 19.
Dem zweiten Addiererblock 26 wird ein mit dem Fil
terkoeffizienten -h₅ bewertetes Summensignal zuge
führt, das sich aus dem Ausgangssignal der ersten
Verzögerungskette 13 und dem Eingangssignal der
vierten Verzögerungskette 19 ergibt. Darüber hinaus
wird dem Addiererblock ein mit dem Filterkoeffizien
ten -h₃ bewertetes Summensignal, das sich aus dem
Ausgangssignal des vierten Verzögerungsglieds der
vierten Verzögerungskette 19 und dem Ausgangssignal
des ersten Verzögerungsglieds der ersten Verzöge
rungskette 13 zusammensetzt, zugeführt, sowie ein
mit dem Filterkoeffizienten h₁ bewertetes Summensi
gnal, bestehend aus dem Ausgangssignal des zweiten
Verzögerungsglieds der vierten Verzögerungskette 19
und dem Ausgangssignal des dritten Verzögerungs
glieds der ersten Verzögerungskette.
Wie bereits im Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1
sind auch im vorliegenden Ausführungsbeispiel zwei
Multiplexer vorgesehen, die mit einer Umschaltfre
quenz von f=fA arbeiten.
Der erste Multiplexer leitet dem Realteil-Ausgang
alternierend das Ausgangssignal des ersten Addie
rerblocks und ein mit dem Filterkoeffizienten h₀/√
bewertetes Signal zu, das sich als Differenz aus
dem Ausgangssignal der zweiten Verzögerungskette 15
und dem Ausgangssignal der dritten Verzögerungs
kette 17 ergibt.
In gleicher Weise leitet der zweite Umschalter dem
Imaginärteil-Ausgang alternierend das Ausgangssi
gnal des zweiten Addiererblocks und ein mit dem
Filterkoeffizienten h₀/√ bewertetes Signal zu, das
sich aus der Summe der Ausgangssignale der zweiten
und der dritten Verzögerungskette 15, 17 zusammen
setzt.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel ist in Fig. 3
dargestellt. Im Gegensatz zu den vorgenannten Aus
führungsbeispielen dient diese Filterweiche dazu,
zwei komplexe Eingangssignale zu einem reellen Aus
gangssignal zusammenzuführen (Frequenzmultiplexen).
Der Aufbau entspricht im wesentlichen demjenigen
der Filterweiche gemäß Fig. 1, wobei ebenfalls
m₁=1 und m₂=2 gesetzt ist. Da die gezeigte Filter
weiche jedoch lediglich zur Ausgabe eines reellen
Signals dient, ist der zur Gewinnung des imaginären
Signals vorgesehene Verarbeitungszweig weggelassen.
Die Filterweiche umfaßt eine erste Verzögerungs
kette 113, die vier Verzögerungsglieder aufweist,
eine zweite Verzögerungskette 121 mit zwei Verzöge
rungsgliedern und eine dritte Verzögerungskette mit
fünf Verzögerungsgliedern. Der ersten Verzögerungs
kette 113 wird das Summensignal sR zugeführt, der
dritten Verzögerungskette 117 das Differenzsignal
dI und der zweiten Verzögerungskette 121 das Diffe
renzsignal aus dem Differenzsignal dR und dem Sum
mensignal sI.
Einem Addiererblock 25 wird das mit dem Filterkoef
fizienten -h₅ bewertete Differenzsignal aus dem Ein
gangssignal der ersten Verzögerungskette und dem
Ausgangssignal der dritten Verzögerungskette 117
zugeführt. Darüber hinaus erhält der Addiererblock
das mit dem Filterkoeffizienten -h₃ bewertete Diffe
renzsignal, das sich aus dem Ausgangssignal der er
sten Verzögerungskette und dem Ausgangssignal des
ersten Verzögerungsglieds der dritten Verzögerungs
kette 117 zusammensetzt, sowie das mit dem Filter
koeffizienten h₁ bewertete Differenzsignal, das sich
aus dem Ausgangssignal des zweiten Verzögerungs
glieders der ersten Verzögerungskette 113 und dem
Ausgangssignal des dritten Verzögerungsglieds der
dritten Verzögerungskette 117 zusammensetzt.
Mit Hilfe eines Multiplexers, der mit der Umschalt
frequenz fA arbeitete wird das reelle Ausgangssi
gnal alternierend gebildet aus dem Ausgangssignal
des Addiererblocks und dem mit dem Filterkoeffizien
ten h₀/√ bewerteten Ausgangssignal der dritten
Verzögerungskette 121.
Auch hier erreicht man eine Minimierung der einzu
setzenden Multiplizierer wie im allgemeinen Fall
gemäß Fig. 1 bereits angedeutet.
Selbstverständlich sind alle zuvorgenannten Ausfüh
rungsbeispiele gleichermaßen für die transponierten
Strukturen einer Trennungsweiche mit den gleichen
Vorteilen einsetzbar.
Sollten die zusammenzuführenden Signale im selben
Spektralbereich angeliefert werden, ist zumindest
ein komplexer Mischer zur Frequenzverschiebung vor
einen Eingang 3 beziehungsweise 5 der Filterweiche
zu schalten. Selbstverständlich läßt sich im Falle
einer Trennungsweiche ein komplexer Mischer nach
schalten, wenn beide der Ausgangsspektren dasselbe
Frequenzband belegen sollen.
Claims (11)
1. Nichtrekursive Halb-Band-Filterweiche (COHBF)
mit komplexen Koeffizienten zum Verarbeiten kom
plexwertiger mit fa=1/(2T) abgetasteter Eingangssi
gnale und zum Zusammenfassen von zwei komplexwertigen
Eingangssignalen zu einem reellwertigen oder kom
plexwertigen Ausgangssignal mit der verdoppelten Ab
tastfrequenz fA=2fa=1/T, dadurch gekennzeichnet, daß
die komplexen Koeffizienten h m(l) mit l = -(N-1)/2
bis (N-1)/2 und einer ungeraden Filterlänge N beider
Teilübertragungsfunktionen abwechselnd rein reelle
und rein imaginäre Werte, also keine im üblichen
Sinne komplexen Werte aufweisen, ausgenommen der
mittlere Koeffizient für l = 0, der von der Form
h m(0)=±h(0) (1±j)/√ ist,daß die Impulsantwort eines Halb-Band-Filters h(l)
mit ausschließlich reellen Koeffizientenwerten und
den Eigenschaften h(l) = h(-l) für alle |l|(N-1)/2
und h(l)=0 für l=±2, ±4, . . . auf je einen komplexen
Träger einer Frequenz fm = (2m-1) fA/8;
m = 0,±1,±2, . . . , wobei fA = 1/T die verdoppelte er
höhte Ausgangsabtastfrequenz des Filters ist, modu
liert wird zu h m(l)=h(l)·ej[l(2m-1) f /4+ ϕ₀]=
h(l)jkej(l+1)(2m-1) π /4 mit k, m =0,±1,±2, wobei die
Nullphase ϕ₀ dieses komplexen Trägers
ϕ₀=(2m-1)π/4 + kπ/2 mit m, k=0,±1, ±2, . . . beträgt.
2. Halb-Band-Filterweiche nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß beide HBF-Teilübertragungsfunk
tionen unterschiedliche Mittenfrequenzen fm aufwei
sen.
3. Halb-Band-Filterweiche nach Anspruch 1 oder 2
zum Zusammenführen zweier komplexwertiger Signale
s₁=sr1+jsi1, s₂=sr2+jsi2, dadurch gekennzeichnet,
daß eine erste und eine zweite Realteil-Verzöge
rungsgliedkette (13, 19) für die reellwertigen Fil
terkoeffizienten und eine erste und eine zweite
Imaginärteil-Verzögerungsgliedkette (15, 17) für die
imaginären Filterkoeffizienten vorgesehen sind,
daß der ersten Realteil-Kette (13) ein Summensignal sR=sr1 + sr2 zugeführt wird,
daß der ersten Imaginärteil-Kette (15) ein Diffe renzsignal dR=sr1 - sr2 zugeführt wird,
daß der zweiten Imaginärteil-Kette (17) ein Diffe renzsignal dI=si1-si2 zugeführt wird, und
daß der zweiten Realteil-Kette (19) ein Summensi gnal sI=si1+si2 zugeführt wird.
daß der ersten Realteil-Kette (13) ein Summensignal sR=sr1 + sr2 zugeführt wird,
daß der ersten Imaginärteil-Kette (15) ein Diffe renzsignal dR=sr1 - sr2 zugeführt wird,
daß der zweiten Imaginärteil-Kette (17) ein Diffe renzsignal dI=si1-si2 zugeführt wird, und
daß der zweiten Realteil-Kette (19) ein Summensi gnal sI=si1+si2 zugeführt wird.
4. Filterweiche nach Anspruch 1, 2 oder 3, mit
fm=(2m₁-1) fA/8 für die erste Halb-Band-Fil
ter(COHBF)-Teilübertragungsfunktion und fm=(2m₂-1)·
fA/8 für die zweite Halb-Band-Filter(COHBF)-Teil
übertragungsfunktion, wobei (m₂-m₁)=±1,±3,±5, . . ,
dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Realteil-
Verzögerungsgliedkette (13, 19) jeweils (N-3)/2
Verzögerungsglieder aufweisen, und
daß die beiden anderen Verzögerungsglied-Ketten (15, 17) (N-1)/2 Verzögerungsglieder aufweisen, wo bei die Verzögerungszeit der Verzögerungsglieder jeweils D=2T beträgt. (Fig. 1)
daß die beiden anderen Verzögerungsglied-Ketten (15, 17) (N-1)/2 Verzögerungsglieder aufweisen, wo bei die Verzögerungszeit der Verzögerungsglieder jeweils D=2T beträgt. (Fig. 1)
5. Filterweiche nach Anspruch 3, mit fm=(2m₁-1)fA/8
für die erste COHBF-Teilübertragungsfunktion und
fA=(2m₂-1)fA/8 für die zweite COHBF-Teilübertra gungsfunktion, wobei (m₂-m₁)=0,±2,±4, . . . , dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Realteil-Verzöge rungsglied-Ketten (13, 19) eine Anzahl von (N-1)/2 Verzögerungsglieder aufweisen, und
daß die beiden anderen Verzögerungsglied-Ketten (15, 17) jeweils eine Anzahl von (N-3)/4 Verzöge rungsglieder aufweisen, jeweils mit einer Verzöge rungszeit von D=2T. (Fig. 2)
fA=(2m₂-1)fA/8 für die zweite COHBF-Teilübertra gungsfunktion, wobei (m₂-m₁)=0,±2,±4, . . . , dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Realteil-Verzöge rungsglied-Ketten (13, 19) eine Anzahl von (N-1)/2 Verzögerungsglieder aufweisen, und
daß die beiden anderen Verzögerungsglied-Ketten (15, 17) jeweils eine Anzahl von (N-3)/4 Verzöge rungsglieder aufweisen, jeweils mit einer Verzöge rungszeit von D=2T. (Fig. 2)
6. Halb-Band-Filterweiche nach Anspruch 4, mit
m₁=1, m₂=2 und k₁=k₂=0 zum Zusammenfassen zweier
komplexwertiger Eingangssignale zu einem kom
plexwertigen Ausgangssignal, dadurch gekennzeich
net, daß einem ersten Addierer das mit -h(5) bewer
tete Differenzsignal des Eingangs der ersten Re
alteil-Kette (13) und des Ausgangssignals der zwei
ten Imaginärteil-Kette (17) zugeführt ist, sowie
das mit -h(3) bewertete Differenzsignal des Aus
gangssignals der ersten Realteil-Kette (13) und des
Ausgangssignals des ersten Verzögerungsglieds der
zweiten Imaginärteil-Kette (17), und das mit h(1)
bewertete Differenzsignal des Ausgangssignals des
zweiten Verzögerungsglieds der ersten Realteil-
Kette (13) und des Ausgangssignals des dritten Ver
zögerungsglieds der zweiten Imaginärteil-Kette
(17);
das einem zweiten Addierer das mit -h(5) bewertete Summensignal aus Eingangssignal der zweiten Re alteil-Kette (19) und Ausgangssignal der ersten Imaginärteil-Kette (15) zugeführt ist, sowie das mit -h(3) bewertete Summensignal aus Ausgangssignal des ersten Verzögerungsglieds der ersten Imaginär teil-Kette (15) und Ausgangssignal des vierten Ver zögerungsglieds der zweiten Realteil-Kette (19), und das mit h(1) bewertete Summensignal aus Aus gangssignal des dritten Verzögerungsglieds der er sten Imaginärteil-Kette (15) und Ausgangssignal des zweiten Verzögerungsglieds der zweiten Realteil- Kette (19);
daß ein erster Umschalter vorgesehen ist, der al ternativ mit einer Frequenz f=fA das Ausgangssignal des ersten Addierers und das mit h(0)/√ bewertete Differenzsignal des Ausgangssignals des zweiten Verzögerungsglieds der ersten Imaginärteil-Kette (15) und des Ausgangssignals des zweiten Verzöge rungsglieds der zweiten Realteil-Kette (19) einem Realteil-Ausgang zuführt, und
daß ein zweiter Umschalter vorgesehen ist, der al ternierend mit der Frequenz f=fA das mit h(0)/√ bewertete Summensignal aus Ausgangssignal des zwei ten Verzögerungsglieds der ersten Realteil-Kette (13) und Ausgangssignal des zweiten Verzögerungs glieds der zweiten Imaginärteil-Kette (17) und das Ausgangssignal des zweiten Addierers einem Ima ginärteil-Ausgang zuführt (Fig. 1).
das einem zweiten Addierer das mit -h(5) bewertete Summensignal aus Eingangssignal der zweiten Re alteil-Kette (19) und Ausgangssignal der ersten Imaginärteil-Kette (15) zugeführt ist, sowie das mit -h(3) bewertete Summensignal aus Ausgangssignal des ersten Verzögerungsglieds der ersten Imaginär teil-Kette (15) und Ausgangssignal des vierten Ver zögerungsglieds der zweiten Realteil-Kette (19), und das mit h(1) bewertete Summensignal aus Aus gangssignal des dritten Verzögerungsglieds der er sten Imaginärteil-Kette (15) und Ausgangssignal des zweiten Verzögerungsglieds der zweiten Realteil- Kette (19);
daß ein erster Umschalter vorgesehen ist, der al ternativ mit einer Frequenz f=fA das Ausgangssignal des ersten Addierers und das mit h(0)/√ bewertete Differenzsignal des Ausgangssignals des zweiten Verzögerungsglieds der ersten Imaginärteil-Kette (15) und des Ausgangssignals des zweiten Verzöge rungsglieds der zweiten Realteil-Kette (19) einem Realteil-Ausgang zuführt, und
daß ein zweiter Umschalter vorgesehen ist, der al ternierend mit der Frequenz f=fA das mit h(0)/√ bewertete Summensignal aus Ausgangssignal des zwei ten Verzögerungsglieds der ersten Realteil-Kette (13) und Ausgangssignal des zweiten Verzögerungs glieds der zweiten Imaginärteil-Kette (17) und das Ausgangssignal des zweiten Addierers einem Ima ginärteil-Ausgang zuführt (Fig. 1).
7. Halb-Band-Filterweiche nach Anspruch 5, mit
m₁=1, m₂=3 und k₁=k₂=0, zum Zusammenfassen zweier
komplexwertiger Eingangssignale zu einem kom
plexwertigen Ausgangssignal, dadurch gekennzeich
net, daß in einem ersten Addierer das mit -h(5) be
wertete Differenzsignal des Eingangssignals der er
sten Realteil-Kette (13) und des Ausgangssignals
der zweiten Realteil-Kette (19) zugeführt ist, so
wie das mit -h(3) bewertete Differenzsignal des
Ausgangssignals des vierten Verzögerungsglieds der
ersten Realteil-Kette (13) und des Ausgangssignals
des ersten Verzögerungsglieds der zweiten Realteil-
Kette (19), und das mit h(1) bewertete Differenzsi
gnal des Ausgangssignals des zweiten Verzögerungs
glieds der ersten Realteil-Kette (13) und des Aus
gangssignals des dritten Verzögerungsglieds der
zweiten Realteil-Kette (19);
daß einem zweiten Addierer das mit -h(5) bewertete Summensignal aus Ausgangssignal der ersten Re alteil-Kette (13) und Ausgangssignal der zweiten Realteil-Kette (19) zugeführt ist, sowie das mit -h(3) bewertete Summensignal aus Ausgangssignal des ersten Verzögerungsglieds der ersten Realteil-Kette (13) und Ausgangssignal des vierten Verzögerungs glieds der zweiten Realteil-Kette, und das mit h(1) bewertete Summensignal aus Ausgangssignal des drit ten Verzögerungsglieds der ersten Realteil-Kette (13) und Ausgangssignal des zweiten Verzögerungs glieds der zweiten Realteil-Kette;
daß ein erster Umschalter vorgesehen ist, der al ternierend mit einer Frequenz f=fA das Ausgangssi gnal des ersten Addierers und das mit h(0)/√ be wertete Differenzsignal des Ausgangssignals der er sten Imaginärteil-Kette (15) und des Ausgangssi gnals der zweiten Imaginärteil-Kette (17) einem Re alteil-Ausgang zuführt, und
daß ein zweiter Umschalter vorgesehen ist, der al ternierend mit einer Frequenz f=fA das mit h(0)/√ bewertete Summensignal der Ausgangssignale der bei den Imaginärteil-Ketten und das Ausgangssignal des zweiten Addierers einem Imaginärteil-Ausgang zu führt.
daß einem zweiten Addierer das mit -h(5) bewertete Summensignal aus Ausgangssignal der ersten Re alteil-Kette (13) und Ausgangssignal der zweiten Realteil-Kette (19) zugeführt ist, sowie das mit -h(3) bewertete Summensignal aus Ausgangssignal des ersten Verzögerungsglieds der ersten Realteil-Kette (13) und Ausgangssignal des vierten Verzögerungs glieds der zweiten Realteil-Kette, und das mit h(1) bewertete Summensignal aus Ausgangssignal des drit ten Verzögerungsglieds der ersten Realteil-Kette (13) und Ausgangssignal des zweiten Verzögerungs glieds der zweiten Realteil-Kette;
daß ein erster Umschalter vorgesehen ist, der al ternierend mit einer Frequenz f=fA das Ausgangssi gnal des ersten Addierers und das mit h(0)/√ be wertete Differenzsignal des Ausgangssignals der er sten Imaginärteil-Kette (15) und des Ausgangssi gnals der zweiten Imaginärteil-Kette (17) einem Re alteil-Ausgang zuführt, und
daß ein zweiter Umschalter vorgesehen ist, der al ternierend mit einer Frequenz f=fA das mit h(0)/√ bewertete Summensignal der Ausgangssignale der bei den Imaginärteil-Ketten und das Ausgangssignal des zweiten Addierers einem Imaginärteil-Ausgang zu führt.
8. Halb-Band-Filterweiche nach Anspruch 1 oder 2,
mit fm=fA/8 für die erste COHBF-Teilübertragungs
funktion und fm=3fA/8 für die zweite COHBF-Teil
übertragungsfunktion, mit k₁=k₂=0, zum Zusammenfas
sen zweier komplexwertiger Eingangssignale
s₁=sr1+jsi1, s₂=sr2+jsi2 zu einem reellwertigen
Ausgangssignal, dadurch gekennzeichnet, daß eine
erste Verzögerungs-Kette mit (N-3)/2 Verzögerungs
gliedern, eine zweite Verzögerungs-Kette mit
(N-3)/4 Verzögerungsgliedern und eine dritte Verzö
gerungs-Kette mit (N-1)/2 Verzögerungsgliedern vor
gesehen ist, wobei die Verzögerungsglieder eine
Verzögerungszeit von D=2T aufweisen,
daß der ersten Kette das Summensignal sR=sR1+sR2, der zweiten Verzögerungs-Kette das Signal s=(sR1-sR2)-(si1+si2) und der dritten Verzögerungs- Kette das Signal dI=si1-si2 zugeführt ist,
daß einem Addierer das mit -h(5) bewertete Diffe renzsignal des Eingangssignals der ersten Verzöge rungs-Kette und des Ausgangssignals der dritten Verzögerungs-Kette zugeführt ist, sowie das mit -h(3) bewertete Differenzsignal des Ausgangssignals der ersten Verzögerungs-Kette und des Ausgangssi gnals des ersten Verzögerungsglieds der dritten Verzögerungs-Kette, und das mit h(1) bewertete Dif ferenzsignal des Ausgangssignals des zweiten Verzö gerungsglieds der ersten Verzögerungs-Kette und des Ausgangssignals des dritten Verzögerungsglieds der dritten Verzögerungs-Kette, und
daß ein Umschalter vorgesehen ist, der alternierend mit einer Frequenz f=fA das Ausgangssignal des Ad dierers und das mit h(0)/√ bewertete Ausgangssi gnal der zweiten Verzögerungs-Kette einem Ausgang zuführt.
daß der ersten Kette das Summensignal sR=sR1+sR2, der zweiten Verzögerungs-Kette das Signal s=(sR1-sR2)-(si1+si2) und der dritten Verzögerungs- Kette das Signal dI=si1-si2 zugeführt ist,
daß einem Addierer das mit -h(5) bewertete Diffe renzsignal des Eingangssignals der ersten Verzöge rungs-Kette und des Ausgangssignals der dritten Verzögerungs-Kette zugeführt ist, sowie das mit -h(3) bewertete Differenzsignal des Ausgangssignals der ersten Verzögerungs-Kette und des Ausgangssi gnals des ersten Verzögerungsglieds der dritten Verzögerungs-Kette, und das mit h(1) bewertete Dif ferenzsignal des Ausgangssignals des zweiten Verzö gerungsglieds der ersten Verzögerungs-Kette und des Ausgangssignals des dritten Verzögerungsglieds der dritten Verzögerungs-Kette, und
daß ein Umschalter vorgesehen ist, der alternierend mit einer Frequenz f=fA das Ausgangssignal des Ad dierers und das mit h(0)/√ bewertete Ausgangssi gnal der zweiten Verzögerungs-Kette einem Ausgang zuführt.
9. Halb-Band-Filterweiche nach einem der vorherge
henden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zu
mindest einem Eingang ein Mischer vorgeschaltet
ist.
10. Halb-Band-Filterweiche nach einem der Ansprüche
1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß dem Ausgang
ein Mischer nachgeschaltet ist.
11. Verwendung einer Halb-Band-Filterweiche gemäß
einem der vorhergehenden Ansprüche in transponier
ter Form als Trennungsweiche.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE1996127784 DE19627784C1 (de) | 1996-07-10 | 1996-07-10 | Digitale Filterweiche |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE1996127784 DE19627784C1 (de) | 1996-07-10 | 1996-07-10 | Digitale Filterweiche |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE19627784C1 true DE19627784C1 (de) | 1997-06-26 |
Family
ID=7799435
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE1996127784 Expired - Fee Related DE19627784C1 (de) | 1996-07-10 | 1996-07-10 | Digitale Filterweiche |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE19627784C1 (de) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE10105258A1 (de) * | 2001-02-06 | 2002-08-29 | Rohde & Schwarz | Auflösungs-Filter für einen Spektrumanalysator |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3610195C2 (de) * | 1986-03-26 | 1988-12-15 | Ant Nachrichtentechnik Gmbh, 7150 Backnang, De | |
DE4437158C1 (de) * | 1994-10-18 | 1995-10-19 | Ant Nachrichtentech | De-/Multiplexer von Frequenzbändern |
-
1996
- 1996-07-10 DE DE1996127784 patent/DE19627784C1/de not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3610195C2 (de) * | 1986-03-26 | 1988-12-15 | Ant Nachrichtentechnik Gmbh, 7150 Backnang, De | |
DE4437158C1 (de) * | 1994-10-18 | 1995-10-19 | Ant Nachrichtentech | De-/Multiplexer von Frequenzbändern |
Non-Patent Citations (2)
Title |
---|
ANTONIOU, Andreas: Digital Filters, 2nd ed., New York, McGraw-Hill, Inc., 1993, S.602-621 ISBN 0-07-112600-7 * |
GÖCKLER, H.G., GEBAUER, T.: A Digital 16-Channel Complex-Domain FDM-Demultiplex for Beamforming Environment, In: Proceedings Second European Conference on Satellite Communications, Liège, 1991, S. 341-346 * |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE10105258A1 (de) * | 2001-02-06 | 2002-08-29 | Rohde & Schwarz | Auflösungs-Filter für einen Spektrumanalysator |
US6763323B2 (en) | 2001-02-06 | 2004-07-13 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co Kg | Resolution filter for a spectrum analyzer |
DE10105258B4 (de) * | 2001-02-06 | 2011-02-03 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Auflösungs-Filter für einen Spektrumanalysator |
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