DE3720382C2

DE3720382C2 - Bandpass-Filtervorrichtung für abgetastete Signalwerte

Info

Publication number: DE3720382C2
Application number: DE3720382A
Authority: DE
Inventors: Daniel Senderowicz; Guido Torelli; Germano Nicollini
Original assignee: SGS Thomson Microelectronics SRL
Current assignee: STMicroelectronics SRL
Priority date: 1986-06-20
Filing date: 1987-06-19
Publication date: 1996-03-28
Anticipated expiration: 2007-06-20
Also published as: GB2192509B; GB8713351D0; JPH0783233B2; GB2192509A; IT8620876A0; DE3720382A1; US4920510A; IT1204401B; JPS6326018A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Bandpaß-Filtervorrichtung für abgetastete Signalwerte insbesondere für den Einsatz in Signalverarbeitungssystemen.

Für die Durchführung einer Bandpaßfilterung werden normalerweise zeitkontinuierliche Filter eingesetzt in einer passiven Bauart, bestehend aus Kondensatoren, Induktivitäten und Widerständen, oder einer aktiven Bauart, bestehend aus Operationsverstärkern, Widerständen und Kapazitäten.

Eine per se bekannte, alternative Methode nutzt die sog. Technik der abgetasteten Signalwerte; das zu filternde Signal wird zunächst abgetastet und dann einem Filterungsprozeß unterzogen. Filter, die auf diese Art arbeiten, sind bekannt als digitale Filter. Die Literatur stellt eine umfangreiche Dokumentation der Probleme bereit, die sich auf die Abtastung eines Signals und auf dessen Verarbeitung mit der Methode der abgetasteten Signalwerte bezieht (z. B. "Digital Signal Processing", A.V. Oppenheim und R.W. Schafer, Prentice-Hall, Inc., Englewood CLiffs, N.J./USA 1975).

Ein wesentlicher Vorteil der digitalen Filter besteht in der Tatsache, daß sie einen sehr exakten Filterungsprozeß erlauben. Die Spezifikationen einer Filterung können tatsächlich mit bemerkenswerter Präzision eingehalten werden und auf eine Art, die im wesentlichen unabhängig ist von Umgebungs- und/oder Betriebsbedingungen.

Darüber hinaus sind solche Filter besonders geeignet für monolithische Integration.

Ein bekanntes Phänomen, bezogen auf den Abtastprozeß, besteht darin, daß er in das Spektrum des Signals einige Anteile einfügt, die den um ganzzahlige Vielfache der Abtastfrequenz verschobenen spektralen Komponenten des Originalsignals entsprechen. Ist M (ω) das Spektrum eines zeitkontinuierlichen Signals m(t), so ist das Spektrum M_s(ω) des Signals das durch ideale Abtastung von m(t) mit einer Folge von Impulsen, die eine infinitesemale Dauer aufweisen ("Dirac-Stöße") und in einem Abstand von T_s aufeinanderfolgen, gegeben durch:

wobei ω_s = 2 π/T_s = 2πf_s die Abtastkreisfrequenz wiedergibt.

Da der Abtastprozeß nicht ideal verläuft, werden die spektralen Komponenten tatsächlich mit steigendem ω ansteigend gedämpft durch den sog. "sin(x)/x-Faktor". Das tatsächliche Spektrum eines abgetasteten Signals M_es (ω) ist gegeben durch:

Falls in dem zeitkontinuierlichen Signal m(t) Anteile nennenswerter Größe bei einer Frequenz größer als f_s/2 existieren, können im Spektrum des abgetasteten Signals zusätzliche Anteile im Frequenz-Intervall 0-f_s/2 (das sog. "Basis-Band") auftreten in bezug auf jene, die in diesem Bandsignal m(t) vorhanden sind. Dieses Phänomen, bekannt als "aliasing", macht eine korrekte Rekonstruktion des Signals m(t) aufgrund des abgetasteten Signals unmöglich (typischerweise wird dies erreicht durch einfache zeitkontinuierliche Tiefpaß-Filterung, die die Anteile bei Frequenzen größer als f_s/2 abschneidet).

Der Nachteil durch "aliasing" führt generell zur Einrichtung einer zeitkontinuierlichen Tiefpaßfilterung ("antialiasing") vor der Abtastung mit dem Ziel, alle unerwünschten Anteile zu eliminieren, die möglicherweise in m(t) bei einer Frequenz größer als f_s/2 enthalten sind. Um zu verhindern, daß der Antialiasing-Filter sehr selektiv aufgebaut werden muß und dadurch teuer wird, ist es ausreichend, daß die Anteile von besonderem Interesse des Signals m(t) alle bei Frequenzen liegen, die wesentlich kleiner als f_s/2 sind.

Obwohl in den meisten Fällen "aliasing" einen Nachteil darstellt, wird es, wie im folgenden beschrieben wird, als ein grundlegendes Prinzip der hier beschriebenen Erfindung eingesetzt.

Für die Einrichtung einer effektiven Verarbeitungsvorrichtung für abgetastete Signalwerte ist es demnach ausreichend, eine Abtastfrequenz gemäß dem Stand der Technik zu benutzen, die sehr viel größer als die größte Frequenz des betreffenden Signals ist. Falls es erforderlich werden sollte, ein Hochfrequenzsignal (z. B. einige MHz) einer Filterung zu unterziehen, ist es notwendig, eine sehr hohe Abtastfrequenz zu benutzen (typischerweise in dem dargestellten Beispiel einige 10 MHz), was teilweise schwierig, teuer oder in einigen Fällen unmöglich sein kann, wenn z. B. das Filterungssystem in einem monolothisch integrierten Schaltkreis einbezogen werden soll mit Methoden, die keine sehr hohen Geschwindigkeiten zulassen.

In einigen Verarbeitungssystemen (z. B. in vielen Empfangssystemen) wird das Signal oft in einen niedrigeren Frequenzbereich verschoben, um die Verarbeitung zu vereinfachen, speziell die Filterungen (es ist tatsächlich einfacher, einen niederfrequenzselektiven Filter aufzubauen, als einen hochfrequenzselektiven Filter). Ein typisches Beispiel stellt einen Zwischenfrequenzempfänger dar, bei dem die Frequenzverschiebung durch einen Überlagerungsschaltkreis erzielt wird, durch den das zu verarbeitende Signal multipliziert wird mit einem Signal einer angepaßten Frequenz (siehe z. B. H. Taub, D.L. Schilling: "Principles of Communication Systems", McGraw-Hill, Inc., New York 1971, Seite 268 ff.). Das Hinzufügen des Schaltungsblocks, der zur Durchführung dieser Frequenzverschiebung erforderlich ist, bringt logischerweise eine größere Komplexität und größere Gesamtkosten des Systems mit sich.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Vorrichtung für abgetastete Signalwerte zu schaffen, die die Bandpaßfilterung eines Signals und dessen automatische Verschiebung in einen niedrigeren Frequenzbereich durchführt, die bei gleichen Anforderungen weniger strenge Selektivitätsanforderungen im Hinblick auf die Filterung gemäß dem Stand der Technik stellt und die ein Abtastsignal nutzt, das eine Frequenz besitzt, die nicht notwendigerweise sehr viel höher als die maximale Frequenz ist, bei der Komponenten nennenswerter Größe des zu filternden Signales liegen.

Die Erfindung erreicht dieses Hauptziel zusammen mit anderen Aufgaben und Vorteilen, die aus dem folgenden hervorgehen, mit einer digitalen Bandpaß-Filtervorrichtung, basierend auf dem Phänomen des "aliasing", die einen im wesentlichen ungedämpften Durchgang der Komponenten eines Eingangssignals bei einer Frequenz aus einem Frequenzbereich zwischen einer ersten und einer zweiten Frequenz, die beide um eine dritte Frequenz herum angeordnet sind, erlaubt, und dämpft im wesentlichen die Komponenten des Eingangssignals bei Frequenzen außerhalb des genannten Intervalls, und führt darüber hinaus automatisch eine Verschiebung zu niedrigen Frequenzen durch in dem Bereich einer vierten Frequenz der Komponenten des Eingangssignals, die ungedämpft passieren konnten, dadurch gekennzeichnet, daß sie als Filterelement einen digitalen Bandpaßfilter beinhaltet, das eine fünfte Frequenz als Abtastfrequenz einsetzt, die gleich einem ganzen Vielfachen einer sechsten Frequenz ist, die die Summe der dritten Frequenz und der vierten Frequenz darstellt, und das als untere und obere Grenzfrequenz entsprechend die Differenz zwischen der sechsten Frequenz und der zweiten Frequenz und die Differenz zwischen der sechsten Frequenz und der ersten Frequenz besitzt.

Eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung wird nun beschrieben in Form eines nicht beschränkenden Beispiels mit Bezug auf die entsprechenden Zeichnungen, bei denen zeigt:

Fig. 1 ein Blockdiagramm einer Filtervorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2 ein Diagramm des Spektrums des Signals, das mit der Vorrichtung gemäß der Erfindung gefiltert werden soll;

Fig. 3 ein Diagramm des Spektrums des Signals, das durch Abtastung des Signals der Fig. 2 erzielt wird und

Fig. 4 ein Diagramm des Spektrums eines weiteren Signals, das aus dem Signal der Fig. 2 erzielt wird an einem Zwischenpunkt der Filtervorrichtung der Fig. 1.

Bezugnehmend auf Fig. 1 stellt s_i(t) das Signal in einem TV-Signal dar, das gemäß dem sog. German 2-Carrier Standard verwendet wird (s. U. Buhse: "The German 2-Carrier System for Terrestrial TV-Sound Transmission Systems and Integrated Circuits for "High-Quality" TV-Receivers", IEEE Transactions on Consumer Electronics, vol. CE-28, no. 4, November 1982, Seiten 489-503). In Fig. 2 wurde angenommen, daß die Anteile des Signals s′_i(t) bei einer Frequenz kleiner als 3-4 MHz zuvor gedämpft wurden (z. B. mit Hilfe des Filters CTF der Fig. 1).

Die Frequenz von 6 MHz (die näherungsweise gleich dem Wert der maximalen Frequenz ist, bei dem Signalkomponenten nicht zu vernachlässigenden Wertes auftreten) wird nun als Abtastfrequenz f_s des Filters FIL gewählt.

Der Filter FIL ist ein Bandpaßfilter, der die Grenzfrequenzen f_TL = f_s-f_sH = 400 kHz und f_TH = f_s-f_sL = 600 kHz besitzt. Demnach gilt:

f_s = f_o+f_so (3),

wobei f_o die Mittenfrequenz des Filters darstellt und gleich 500 kHz ist.

Der Block FIL kann im Idealfall geteilt werden in zwei Unterblöcke. Der erste Unterblock führt die Abtastung des Eingangssignals s′_i(t) aus, während der zweite Unterblock die tatsächliche Filterung des Ausgangssignals des ersten Unterblockes durchführt.

Die Abtastung, die für das Signal s′_i(t) durchgeführt wird, führt in das Signalspektrum einige Anteile ein (generell angenommen als zeitkontinuierlich), die einer Bandpaßfilterung unterworfen werden müssen; der Block FIL stellt einen digitalen Filter dar mit Eigenschaften, die im folgenden beschrieben werden: s_cf(t) ist das Signal, abgetastet, gefiltert und frequenzverschoben, wie erforderlich, und s ist das abgetastete Signal, das vom Filter genutzt wird, der die Frequenz f_s besitzt. FS bezeichnet den Glättungsfilter, der erforderlich ist, falls ein zeitkontinuierliches Signal (s_f(t)) am Ausgang des Systems zur Verfügung stehen muß. Um auf geeignete Weise das Spektrum des Signals zu begrenzen, das in dem Block FIL übergeben wird, ist es oft notwendig, wie im folgenden beschrieben wird, einen zeitkontinuierlichen Filterblock vorzusehen, der in Fig. 1 durch den Block CTF zwischen dem Signal s_i(t) und dem Eingang des Blockes FIL bezeichnet ist.

Fig. 2 zeigt in Form eines Beispieles das Spektrum s′_i(ω) eines Signals s′_i(t), das einer Filterung gemäß der Methode der Erfindung unterzogen werden muß. Das Signal s′_i(t) wird angenommen als nach oben frequenzbegrenzt unterhalb 6 MHz. Die Anteile, die ohne Dämpfung durch das Filtersystem gelangen müssen, sind diejenigen bei Frequenzen zwischen 5,4 und 5,6 MHz (bezeichnet durch die schraffierten Teile in Fig. 2). Der Teil des Signals, der nicht gedämpft werden darf, hat eine Mittenfrequenz von 5,5 MHz und eine Bandbreite von 200 kHz. Die zwei Grenzfrequenzen des interessierenden Bandes sind f_sL = 5,4 MHz und f_sH = 5,6 MHz. Ein Signal dieses Typs ist z. B. das Signal der ersten akustischen Zwischenfrequenz (rechter Kanal + linker Kanal für den Fall einer Stereoübertragung); die vorliegenden Frequenzen unterscheiden sich von den Originalwerten. Berücksichtigt man die niedrigen Frequenzen und vernachlässigt man das, was um die Vielfachen der Abtastfrequenz f_s auftritt (d. h., es werden nur die Terme in der Summe berücksichtigt, in denen n = 0,+1,-1 in Gleichung (1) ist), wird das Spektrum s′_ic(ω) des abgetasteten Signals unter Annahme einer idealen Abtastung zu:

s′_ic(ω) = s′_i(ω) + s′_i(ω-ω_s) + s′_i(ω+ω_s) (4)

Das Spektrum s′_ic (ω) zwischen den Frequenzen -f_s und f_s (d. h. zwischen -6 MHz und 6 MHz) ergibt sich dementsprechend, wie in Fig. 3 dargestellt. Bei niedrigen Frequenzen erhält man einen spektralen Anteil, der in bezug auf f_s/2 (= 3 MHz) gleich und symmetrisch zu dem Spektrum des zeitkontinuierlichen Eingangssignals s′_i(ω) ist.

Im Spektrum s′_i(ω) liegen die interessanten Anteile des Eingangssignals s_i(t) auch in dem Band zwischen den Frequenzen f_s-f_sH und f_s-f_sL (400-600 kHz), wie wiederum in Fig. 3 durch die Schraffur gekennzeichnet. Der zweite Unterblock, in den der Filter FIL für abgetastete Signalwerte ideal geteilt wurde, führt eine Bandpaßfilterung aus mit den Grenzfrequenzen f_s-f_sH und f_s-f_sL. Es erlaubt damit den ungedämpften Durchgang exakt den spektralen Anteilen, die mit den Anteilen des Signals s_i(t) korrespondieren und für die ein Durchgang erwünscht ist. Die anderen spektralen Anteile werden, wie gefordert, demgegenüber gedämpft. Es wird darauf hingewiesen, daß Anteile zwischen 400 und 600 kHz aufgrund des niedrigen Wertes von ωT_s/2 kaum vom Dämpfungsfaktor sin(x)/x berührt werden. Falls erforderlich, ist es möglich, auch diesen Effekt in die Überlegungen einzubeziehen durch Veränderung des Frequenzgangs des Filters FIL mit Hilfe von Methoden, die dem Durchschnittsfachmann bekannt sind.

Die Funktion der Vorrichtung ist sicherlich richtig, wenn das Signal s′_i(t) keine spektralen Anteile nennenswerter Amplitude bei Frequenzen unterhalb von f_s/2 besitzt, wie in Fig. 2 angenommen wurde: demnach besteht tatsächlich keine Überlappung, auch nicht teilweise zwischen dem basisbandverschobenen Spektrum und dem Originalspektrum. Falls es nicht sicher sein sollte, daß das Spektrum des Signals s_i(t) nach unten auf Frequenzen oberhalb des Wertes f_s/2 begrenzt ist, ist es notwendig, vor den Block FIL ein zeitkontinuierliches Hochpaßfilter anzuordnen, der eine derartige Begrenzung sicherstellt (der Filter CTF in Fig. 1). Besteht dasselbe Problem für hohe Frequenzen (d. h. falls das Spektrum s_i(ω) nicht nach oben unterhalb einer Frequenz f_s begrenzt ist), ist es geeignet, auch vor den Block FIL ein Tiefpaßfilter anzuordnen, um eine derartige Begrenzung zu erzielen. Wenn beide Filter, das Hochpaß- und das Tiefpaßfilter, notwendig sind, ist das Filter CTF ein Bandpaßfilter.

Um eine richtige Funktionsweise der Vorrichtung sicherzustellen, ist es ausreichend, daß das Spektrum des Eingangssignals des digitalen Filters FIL nach unten auf eine Frequenz größer als f_TH (600 kHz im Fall des Beispiels) begrenzt wird. Die Ausführung des Hochpaßfilters CTF hierzu ist einfach, da es keine hohe Selektivität erfordert. Dieselben Überlegungen gelten für das Tiefpaßfilter, das möglicherweise zur Begrenzung des Spektrums des Eingangssignals s′_i(t) bei hohen Frequenzen erforderlich ist. Die Selektivität, die für dieses Filter gefordert wird, hängt ab vom Abstand zwischen f_sH und f_s, der üblicherweise geeignet gewählt werden kann mit dem Ziel, die Ausführung dieses Filters zu vereinfachen.

Die beschriebene Filtervorrichtung ist zum Teil einfach, da sie keine sehr hohe Abtastfrequenz erforderlich macht in bezug auf die maximale interessierende Frequenz des zu verarbeitenden Signals.

Ein ganz besonders wichtiger Vorteil besteht in der Tatsache, daß das Filter FIL für abgetastete Signalwerte mit gleicher Funktion weniger strenge Selektivitätsanforderungen stellt als ein Filter gemäß dem Stand der Technik mit einem Arbeitsbereich bei hohen Frequenzen. So muß tatsächlich unter z. B. der Annahme, daß das Filter im wesentlichen alle Komponenten bei Frequenzen unter 5,36 MHz und bei Frequenzen über 5,64 MHz dämpfen muß, der Frequenzgang eines Filters für den Einsatz bei hohen Frequenzen von einer Dämpfung von nahezu Null innerhalb des Durchlaßbereichs zu einer maximalen Dämpfung, die außerhalb des Bandes erforderlich ist (z. B. 45 dB), verlaufen in einem Intervall von 40 kHz, was weniger als 1% der oberen Grenzfrequenz des Filters entspricht. Wird ein Filtersystem entsprechend der Erfindung eingesetzt, entspricht das oben erwähnte Frequenzintervall, das weiterhin gleich 40 kHz ist, nun aber näherungsweise 7% der oberen Grenzfrequenz des Filters, das dadurch einfacher zu entwickeln und kostengünstiger ist.

Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß der einzelne Block FIL neben der Bandpaßfilterung auch eine Verschiebung der spektralen Anteile des gefilterten Signals in Richtung niedriger Frequenzen ausführt, wodurch die weitere Verarbeitung des Signals vereinfacht wird und ein zusätzlicher Schaltungsblock damit nicht für die Ausführung dieser Verschiebung erforderlich ist.

Die Herstellung der beschriebenen Vorrichtung ist für den Durchschnittsfachmann durchführbar nach den oben gemachten Angaben und eine Beschreibung wird aus diesem Grund nicht gegeben. Im einzelnen stellt eine besonders effektive Gestaltung der beschriebenen Vorrichtung eine derartige Vorrichtung dar, in der das Filter FIL vorgesehen wird unter Einsatz der geschalteten Kondensatormethode (siehe z. B. "Proceedings of the IEEE", Ausgabe August 1983).

Der bis hierhin dargestellte Fall, in dem die Abtastfrequenz f_s größer ist als die maximale Frequenz des Signals, das gefiltert werden soll, ist besonders einfach vom Standpunkt der Beschreibung und der Ausführung.

In anderen Ausführungen kann die Abtastfrequenz f_s noch kleiner sein als die untere Grenzfrequenz f_sL des Frequenzbandes des Signals s_i(t)
Mit Bezugnahme auf ein Eingangssignal s′_i(t), dessen Spektrum möglicherweise nach einer Verarbeitung mit Hilfe eines geeigneten zeitkontinuierlichen Filterblocks CTF in Fig. 2 dargestellt wird, kann die Abtastfrequenz f_s für das digitale Filter FIL gleich 3 MHz angenommen werden. Die Grenzfrequenzen des Filters FIL sind f_TL = 2f_s-f_sH = 400 kHz und f_TH = 2fs-F_sL = 600 kHz.

Die Mittenfrequenz des Filters f_O gleich 500 kHz erfüllt die Gleichung

2f_s = f_O+f_sO (5)

Wie im vorhergehenden Fall, ist der Block FIL ideal in zwei Unterblöcke geteilt, wovon der erste die Abtastung des Eingangssignals s′_i(t) und der zweite die tatsächliche Filterung des abgetasteten Signals ausführt.

Wieder unter der Annahme einer idealen Abtastung ergibt sich das Spektrum s′_ic2(t) des Ausgangssignals des ersten Unterblocks aus der Gleichung 1. Dessen Auftreten in einem Frequenzintervall zwischen -6 MHz und 6 MHz ist dargestellt in Fig. 4. Auch in diesem Fall existiert bei niedrigen Frequenzen ein spektraler Anteil, identisch bis auf Spiegelsymmetrie zu dem Spektrum des zeitkontinuierlichen Originalsignals. Die interessanten Anteile des Eingangssignals s_i(t), gekennzeichnet durch Schraffur, liegen demnach auch in dem Frequenzband zwischen 400 und 600 kHz.

Der zweite Unterblock, in den der Block FIL ideal geteilt wurde, besitzt einen Durchlaßbereich von 400 bis 600 kHz und erlaubt ungedämpften Durchgang, wie im vorhergehenden Fall, für genau die gewünschten spektralen Anteile, während es, wie gefordert, die anderen Anteile dämpft.

In diesem Fall führt der Block FIL darüber hinaus die Verschiebung der spektralen Anteile des gefilterten Signals hin zu einem Bereich niedriger Frequenzen aus.

Für eine Filterung gemäß dieser Methode zur Erzielung korrekter Ergebnisse ist es notwendig, daß der Abtastprozeß derart gestaltet wird, daß er im Basisband ein Spektrum bereitstellt, das exakt identisch (mit Ausnahme von Spiegelsymmetrie) zu dem des zeitkontinuierlichen Eingangssignals s′_i(t) ist, zumindest im Hinblick auf das interessierende Frequenzband. Das Spektrum des zeitkontinuierlichen Signals und die Abtastfrequenz f_s müssen so sein, daß eine Verschiebung der spektralen Anteile von s′_i(ω) von einer Festlegung der Überlappung zwischen den verschiedenen spektralen Anteilen im betrachteten Frequenzbereich bei niedrigen Frequenzen (400-600 kHz) verhindert wird.

Das Spektrum des Eingangssignals s′_i(ω) muß demnach frequenzbegrenzt werden, sowohl nach oben als auch nach unten. Falls es nicht sichergestellt ist, daß eine derartige Begrenzung des Eingangssignals s_i(t) stattfindet, ist es ausreichend, vor den Block FIL ein zeitkontinuierliches Filter CTF anzuordnen, das diese Begrenzung ausführt. Die Erfordernisse für ein derartiges Filter werden festgelegt durch die Charakteristika des Eingangssignals, durch die Abtastfrequenz und das untersuchte Frequenzband des Signals, für das gewünscht wird, daß es ohne Dämpfung durch das gesamte Filtersystem hindurchgeht, und kann bestimmt und ausgeführt werden mit Methoden, die einem Durchschnittsfachmann bekannt sind.

Eine Begründung ähnlich der vorangegangenen für den Fall, in dem Gleichung (5) erfüllt ist, kann wiederholt werden durch die Wahl der Abtastfrequenz f_s derart, daß gilt:

nf_s = f_O+f_sO (6)

wobei n eine positive ganze Zahl darstellt.

Durch Erhöhung des Wertes von n wird eine Erniedrigung des Wertes der Abtastfrequenz f_s erzielt, jedoch werden die Anforderungen an die Begrenzung des Frequenzbandes des zeitkontinuierlichen Signals am Eingang zu dem digitalen Filter FIL für die abgetasteten Signalwerte s′_i(t) strenger und damit auch üblicherweise die Anforderungen an das zeitkontinuierliche Filter CTF.

Bevorzugte Beispiele der Erfindung sind beschrieben worden, jedoch besteht natürlich die Möglichkeit, diese Modifikationen und Variationen zu unterwerfen, die innerhalb des Bereichs des erfindungsgemäßen Konzepts liegen.

Claims

1. Bandpaß-Filtervorrichtung für abgetastete Signalwerte, basierend auf dem Phänomen des "aliasing", die den im wesentlichen ungedämpften Durchgang von Anteilen eines Eingangssignals bei Frequenzen aus einem Frequenzbereich zwischen einer ersten Frequenz (f_sL) und einer zweiten Frequenz (f_sH), die beide um eine dritte Frequenz (f_sO) angeordnet sind, erlaubt und die im wesentlichen die Komponenten des Eingangssignals bei Frequenzen außerhalb des genannten Intervalls dämpft, die darüber hinaus automatisch eine Verschiebung in Richtung niedriger Frequenzen um eine vierte Frequenz (f_O) bei Anteilen des Eingangssignals durchführt, die ohne Dämpfung durchgelassen wurden, dadurch gekennzeichnet, daß sie als Filterelement ein Bandpaßfilter für abgetastete Signalwerte umfaßt, das als Abtastfrequenz eine fünfte Frequenz (nf_s) gleich einem ganzzahligen Vielfachen einer sechsten Frequenz (f_s) aufweist, die gleich der Summe der dritten Frequenz (f_sO) und der vierten Frequenz (f_O) ist, und das als untere und obere Grenzfrequenz die Differenz zwischen der sechsten Frequenz und der zweiten Frequenz (nf_s-f_sH) bzw. die Differenz zwischen der sechsten Frequenz und der zweiten Frequenz (nf_s-f_sH) bzw. die Differenz zwischen der sechsten Frequenz und der ersten Frequenz (nf_s-f_sL) besitzt.

2. Bandpaß-Filtervorrichtung für abgetastete Signalwerte nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die fünfte Frequenz mit der sechsten Frequenz zusammenfällt (n = 1).

3. Bandpaß-Filtervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Filterelement aufgebaut ist nach der geschalteten Kondensator-Methode.