DE69403549T2

DE69403549T2 - Signalverarbeitungsanordnung mit mehreren verschiedenen Filtern, insbesondere für audiofrequente Codierung von Stimmensignalen

Info

Publication number: DE69403549T2
Application number: DE69403549T
Authority: DE
Inventors: Freddy Balestro; Patrice Senn
Original assignee: France Telecom SA
Current assignee: Zarbana Digital Fund LLC
Priority date: 1993-04-16
Filing date: 1994-04-11
Publication date: 1997-10-23
Anticipated expiration: 2014-04-12
Also published as: EP0620641B1; US5555272A; EP0620641A1; FR2704110A1; DE69403549D1; FR2704110B1

Description

Die Erfindung betrifft die Signalverarbeitung unter Verwendung mehrerer Digitalfilter, welche annähernd homothetische Kennwertverläufe haben, insbesondere im Rahmen einer analog/digitalen und einer digital/analogen Konversion von Signalen, welche unterschiedliche Übertragungsspezifizitäten aufweisen können.
Die Erfindung findet besonders, jedoch nicht ausschließlich, Anwendung bei Anordnungen für audiofrequente Codierung, welche für zahlreiche Anwendungen zur Codierung von Stimmensignalen in hoher Qualität verwendet werden können. Derartige Codiereinrichtungen können in audiofrequenten Endgeräten, eingesetzt werden, wie beispielsweise einem Freisprech-Telefon.
Das Dokument "IEEE Journal of solid-state circuits", Band 15, Nr. 6, Dezember 1980, New York, U.S., Seiten 1014 - 1021, Hiroshi Kuwahoro et al. "An interpolative PCM codec with multiplexed digital filters" offenbart ein Beispiel eines Digitalfilters.
Ein Freisprech-Telefon umfaßt einen Kanal für Analog/Digital-Umwandlung, genannt Sendekanal, welcher am Mikrophon beginnt und sich zum Übertragungskanal für digitale Daten erstreckt, sowie einen Kanal für Digital/Analog-Umwandlung, genannt Empfangskanal, welcher sich vom Digitalkanal in Richtung auf den Lautsprecher dieses Telefons erstreckt.
Die Signale, welche über diese analogen und digitalen Kanäle laufen, müssen vorgegebenen Übertragungsspezifizitäten genügen, welche allgemein durch Übertragungsnormen geregelt sind, wie die Normen CCITT G 722 oder CCITT G 711. Die Sende- und Empfangs-Kanäle dieser Anordnungen besitzen Filter, deren Dämpfungs-Frequenzgänge in Abhängigkeit von den verwendeten Übertragungsnormen spezifiziert sind. Darüber hinaus sind die Dämpfungs-Frequenzgänge nicht identisch beim Senden und beim Empfang für eine gegebene Norm. Auch ist es notwendig, in diesen Vorrichtungen ebenso viele Digitalfilter vorzusehen, wie Frequenzgänge notwendig sind, was Einschränkungen vom Gesichtspunkt des Platzbedarfs und der Fabrikationskosten mit sich bringt.
Die Erfindung bezweckt, wie in den Ansprüchen definiert, ganz allgemein eine befriedigendere Lösung, insbesondere vom Gesichtspunkt des Platzbedarfs und der Fabrikationskosten, für das Problem der Verwendung mehrerer Digitalfilter, welche annähernd homothetische Kennwertverläufe besitzen, wie dies beispielsweise der Fall ist in den übertragungsnormen G711 und G722.
Die Erfindung schlägt nunmehr in allgemeiner Art eine Signalverarbeitungsanordnung vor, welche ein Einzel-Digitalfilter umfaßt, dessen Grenzfrequenz von der Abtastfrequenz des an seinem Eingang anliegenden Signals abhängt, und das einen vorgegebenen Eigen-Frequenzgang der Dämpfung besitzt, der mit einer Mehrzahl von vorgegebenen, annähernd homothetischen, elementaren Dämpfungs-Frequenzgängen kompatibel ist, welche verschiedenen zur Verarbeitung geeigneten Signaltypen zugeordnet sind.
Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung, welche insbesondere für die Analog/Digital-Umwandlung und die Digital/Analog-Umwandlung im Rahmen der Codierung von audiofrequenten Signalen anwendbar ist, besitzt die Anordnung einen ersten Eingang und einen ersten Ausgang, welche mit einem ersten Übertragungskanal, beispielsweise dem Sendekanal, verbunden sind und welche in der Lage sind, eine Mehrzahl von Analogsignalen und von entsprechenden Digitalsignalen zu empfangen bzw. abzugeben, die verschiedene vorgegebene, mit vorgegebenen und annähernd homothetischen elementaren Dämpfungs-Frequenzgängen (hier zum Senden) verbundene Arten von Übertragungsspezifizitäten, welche beispielsweise den Normen G711 oder G722 entsprechen, ferner einen zweiten Eingang und einen zweiten Ausgang, welche mit einem zweiten Übertragungskanal (beispielsweise dem Empfangskanal) verbunden sind und welche in der Lage sind, eine Mehrzahl von Digitalsignalen und entsprechenden Analogsignalen zu empfangen bzw. abzugeben, die verschiedene vorgegebene, mit verschiedenen vorgegebenen und annähernd homothetischen elementaren Dämpfungs-Frequenzgängen (hier des Empfangs) verbundene Arten von Übertragungsspezifizitäten (welche ebenfalls beispielsweise den Normen G711 oder G722 entsprechen) besitzen; die Anordnung umfaßt ebenso erste und zweite Signal- Konversionsmittel, welche jeweils zwischen dem ersten Eingang und dem ersten Ausgang sowie zwischen dem zweiten Eingang und dem zweiten Ausgang angeordnet sind und gemeinsam das genannte Einzel-Digitalfilter aufweisen.
Die zwei Übertragungskanäle, welche jeweils die beiden Eingänge und die beiden entsprechenden Ausgänge verbinden, besitzen vorteilhafterweise einen gemeinsamen Serienbus, mit welchem das Serien-Einzel-Digitalfilter verbunden ist, sowie Multiplex- und Demultiplex-Einrichtungen für die digitalen Muster, welche von den über die beiden Eingänge empfangenen Signalen stammen. Eine derartige Anordnung erlaubt es insbesondere, auch die Implantation der verschiedenen Elemente der Anordnung auf einem Siliziumchip zu reduzieren.
Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung besitzt der zweite Kanal, welcher den Digital-Signaleingang mit dem Analog-Signalausgang verbindet, Mittel zur Überabtastung des digitalen Eingangssignals, wobei diese Mittel zur Über-Abtastung dem Einzel-Digitalfilter vorgeschaltet sind; außerdem besitzt der erste Kanal, der den Analog- Signaleingang mit dem Digital-Signalausgang verbindet, Mittel zur Unter-Abtastung des von dem Digitalfilter abgegebenen Digitalsignals.
Wenn, wie es beispielsweise in den Normen G711 oder G722 der Fall ist, für ein Paar von analogen und numerischen Signalen, die miteinander korrespondieren und denselben Übertragungsspezifizitäten, das heißt beispielsweise derselben Übertragungsnorm, entsprechen, die elementaren Dämpfungs-Frequenzgänge auf dem ersten Kanal und auf dem zweiten Kanal (das heißt beim Empfang und beim Senden) unterschiedlich sind, wird der Dämpfungs-Frequenzgang des Einzel-Digitalfilters in diesem Fall vorteilhafterweise auf der Grundlage der strengsten Frequenzgänge gewählt, welche jeweils mit allen zur Verarbeitung geeigneten Signalpaaren verknüpft sind.
Es hat sich als vorteilhaft herausgestellt, als Einzel- Digitalfilter eine rekursive Siebkette mit unendlicher Stoßantwort zu verwenden.
Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung, welche ebenfalls für die audiofrequente Codierung von Stimmensignalen anwendbar ist, umfaßt der erste Übertragungskanal einen Analog/Digital-Codierer zur Formatsteuerung des Geräuschspektrums, wie einen Codierer vom Delta-Sigma-Typ, gefolgt von einem Digitalfilter vom Sperr-Typ; in diesem Fall enthält das Einzel-Digitalfilter vorteilhafterweise eine Sperre von einer derart gewählten Ordnung, daß die Wirkung des dem Analog/Digital-Codierer nachgeschalteten Sperr-Digitalfilters kompensiert wird; außerdem umfaßt der zweite Übertragungskanal einen Digital/Analog-Codierer zur Formatsteuerung des Geräuschspektrums, wie einen Delta-Sigma-Codierer, dessen Arbeitsfrequenz größer ist als diejenige des von dem Einzel-Digitalfilter abgegebenen Digitalsignals; dann ist vorteilhafterweise ein Interpolationsfilter vorgesehen, welches zwischen den Ausgang des Einzel-Digitalfilters und den Eingang des Digital /Analog-Konverters geschaltet ist.
Wenn die zu verarbeitenden Signale in der Lage sind, den Normen CCITT G722 oder CCITT G711 zu entsprechen, so hat sich als vorteilhaft herausgestellt, ein Serienrekursivfilter vom Pol-Null-Typ zu verwenden, dessen Ordnung mindestens gleich 8 und vorzugsweise gleich 8 ist.
Um den Energieverbrauch zu minimieren, besitzt die Anordnung weiterhin vorteilhafterweise Mittel, welche in der Lage sind, die Arbeitsfrequenz des Digitalfilters unter Berücksichtigung der Abtastfrequenz des Eingangssignals des Filters und dessen Leistung anzupassen. Weitere Vorteile und Kennzeichen der Erfindung ergeben sich beim Studium der detaillierten Beschreibung einer Ausführungsform der Erfindung, welche keinerlei Beschränkung dar stellt und in den beigefügten Zeichnungen dargestellt ist. Es zeigt:
Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Anordnung,
Fig. 2a und 2b elementare Dampfungs-Frequenzgänge beim Senden und beim Empfang, spezifiziert durch die Norm CCITT G711,
Fig. 3a und 3b derartige elementare Frequenzgänge für die Norm CCITT G722,
Fig. 4 einen Dämpfungs-Frequenzgang für ein bei der Erfindung verwendbares Einzel-Digitalfilter und
Fig. 5 schematisch eine Ausführungsform eines Digitalfilters, welches dem Frequenzgang gemäß Fig. 4 entspricht.
Wenn auch die Erfindung dadurch in keiner Weise eingeschränkt werden soll, wie oben bereits gesagt wurde, soll nun eine Ausführungsform der Erfindung beschrieben werden, welche es ermöglicht, eine Analog/Digital-Umwandlung und eine Digital/Analog-Umwandlung von audiofrequenten Signalen zu bewirken, welche beispielsweise in einem Telefon vom Freisprech-Typ empfangen und abgegeben werden.
Wie in Fig. 1 gezeigt, umfaßt die Anordnung 1 einen ersten Eingang E1, der über einen analogen Übertragungskanal mit dem Mikrophon des Telefons verbunden ist. Diese Eingang E1 ist an den Eingang eines Verstärkers mit variabler Verstärkung 2 verbunden, der von einem Analog/Digital-Codierer 3 zur Formatierung des Geräuschspektrums, beispielsweise einem Delta-Sigma-Codierer 3. Ordnung, gefolgt ist. Die Delta-Sigma-Codierer sind spezielle Arten von Codierern zur Formatierung des Geräuschspektrums, deren Ziel es ist, einen Teil der Geräuschleistung außerhalb des Durchlaßbereichs des Eingangssignals zu unterdrücken, das heißt, eine Formatierung dieses Geräuschspektrums vorzunehmen. Die allgemeine Struktur derartiger Codierer war bereits Gegenstand zahlreicher Veröffentlichungen, insbesondere des französischen Patents Nr. 82 15 857, dessen Inhalt zum beliebigen Gebrauch in die vorliegende Beschreibung einbezogen wird. Der Fachmann könnte sich gegebenenfalls für zusätzliche Einzelheiten darauf beziehen.
Der Codierer 3 wird von einem Digitalfilter 4 gefolgt, welches hier von einem Sperrglied 4. Ordnung gebildet ist, dessen Übertragungsfunktion auf Befehl entsprechend der Signaleigenschaft modifizierbar ist und die durch folgende Formel gegeben ist
(I) ((1 - z&supmin;³²)/(1 - z&supmin;¹))&sup4;
oder durch die Formel
(II) ((1 - z&supmin;&sup6;&sup4; )/(1 - z&supmin;¹))&sup4;
Der Zweck dieses Filters besteht darin, eine Vorfilterung des Digitalsignals durchzuführen, um den größeren Teil des Geräusches zu eliminieren und die Tastfrequenz des Digitalsignals zu reduzieren. Wenn somit die Tastfrequenz des Signals am Ausgang des Codierers 3 hier in der Größenordnung von 2 MHz ist, beträgt die Tastfrequenz des vom Filter 4 abgegebenen Signals 64 kHz (Formel (I)) oder 32 kHz (Formel (II)).
Der Ausgangsbus des Digitalfilters 4 ist ein Serienbus, während der Eingangsbus ein Parallelbus ist. Auch ist vorgesehen, am Ausgang des Filters 4 ein Parallel/Serien- Register anzuordnen, oder bessern, ein Digitalfilter 4 einzusetzen, welches teils parallel und teils in Serie arbeitet.
Der Ausgang des Digitalfilters 4 ist über einen Multiplexer 5a und einen Digital-Serien-Bus 19 mit dem Eingang eines Digital-Serien-Filters 6, von der Art einer Rekursiv-Siebkette mit unendlicher Impulsantwort, verbunden. Der Aufbau eines derartigen Filters soll nachfolgend im einzelnen erläutert werden.
Der Ausgang dieses Filters 6 ist über einen weiteren Abschnitt des Serienbusses 19 und über einen Demultiplexer 5b mit einer Unter-Abtasteinrichtung 7 für das vom Filter 6 abgegebene Digitalsignal verbunden. Der Ausgang der Abtasteinrichtung 7 ist mit einem digitalen Hochpaßfilter 8 verbunden, dessen Zweck es ist, die Gleichspannungskomponente des Signals zu eliminieren. Der Ausgang dieses Hochpaßfilters 8 ist mit einem Multiplizierer verbunden, dessen Ausgang mit einem ersten Ausgang S1 der Anordnung verbunden ist. Entsprechend der Charakteristik des Ausgangssignals des Hochpaßfilters wird dieses mit einem unterschiedlichen Multiplikationskoeffizienten multipliziert, um eine Pegelanpassung des Ausgangssignals zu realisieren.
Während der erste Eingang E1 und der erste Ausgang S1 einen erste Übertragungskanal, hier den Sendekanal, festlegen, umfaßt die Anordnung 1 einen zweiten Eingang E2 und einen zweiten Ausgang S2, welche einen zweiten Übertragungskanal, hier den Empfangskanal, festlegen. Mit dem zweiten Eingang E2 ist eine Über-Abtasteinrichtung 12 für das an diesem Eingang empfangene Digitalsignal verbunden. Der Ausgang der Einrichtung 12 ist mit dem anderen Eingang des Multiplexers 5a verbunden. Der zweite Übertragungskanal findet seine Fortsetzung über den Bus 19 und das Digitalfilter 6, gemeinsam mit dem ersten Übertragungskanal. Der zweite Ausgang des Demultiplexers 5b wird von einer weiteren Über-Abtasteinrichtung 13 gefolgt, deren Ausgang mit einem Digital/Analog-Codierer 15 verbunden ist (gleichermaßen zur Formatierung des Geräusches, von der Art eines Delta-Sigma-Codierers 2. Ordnung), und zwar über ein digitales Interpolationsfilter 14, beispielsweise mit sinc² (Kardinalsinus zum Quadrat). Damit ist die Abtastfrequenz des Digital/Analog-Codierers 15 größer als die Über-Abtastfrequenz des von der Einrichtung 13 abgegebenen Signals. Das Interpolationsfilter 14 ermöglicht diese Erhöhung der Abtastfrequenz, wobei gleichwohl die Qualität des Digitalsignals beibehalten wird.
Der Ausgang des Codierers 15 wird gefolgt von einem Analogfilter 16 und einem Verstärker 17, dessen Ausgang mit dem zweiten Analogausgang S2 verbunden ist, der seinerseits mit dem Lautsprecher des Telefons in Verbindung ist.
Zugleich sind Einrichtungen 18 zur Steuerung und Kontrolle der Anordnung vorgesehen, um die Übertragungsfunktion des Eingangsfilters 4 zu modifizieren und um die Steuersignale für die verschiedenen Multiplexer, Einrichtungen zur Über-Abtastung oder zur Unter-Abtastung zu liefern, welche zugleich eine Phasenverriegelungsschleife umfassen sowie eine Folgesteuerung, um Taktsignale verschiedener Frequenzen für die Taktsteuerung der verschiedenen Elemente der Anordnung zu liefern.
Die erfindungsgemäße Anordnung ist in der Lage, Analog- und Digitalsignale zu verarbeiten, welche den Übertragungsnormen CCITT G722 oder CCITT G711 entsprechen. So spezifiziert die Übertragungsnorm G711 die Codierung eines audiofrequenten Signals mit einer Bandbreite von 4 kHz im Hinblick auf seine Übertragung über einen Digitalbus mit einer Übertragungsleistung von weniger oder gleich 32 kbit/s, typischerweise mit einer Abtastfrequenz in der Größenordnung von 8 kHz, während die Norm CCITT G722 die Codierung eines audiofrequenten Signals mit einer Bandbreite von 7 kHz im Hinblick auf seine Übertragung über einen Digitalbus mit einer Übertragungsleistung von kleiner oder gleich 64 kbit/s und einer Abtastfrequenz von typischerweise in der Größenordnung von 16 kHz spezifiziert.
Die Norm CCITT G711 spezifiziert zugleich, daß die Codiervorrichtung ein Filter besitzen muß, welches beim Senden einen Dämpfungsfrequenzgang gemäß Darstellung in Fig. 2a und beim Empfang einen Frequenzgang gemäß Darstellung in Fig. 2b besitzt.
So zeigt der Frequenzgang 20 des Sendefilters nach der Norm G711, daß dieses Tiefpaßfilter eine Grenzfrequenz von 3,4 kHz besitzt. Dieser Verlauf 20 ist durch eine obere Hüllkurve 21 und eine untere Hüllkurve 22 begrenzt. Das Empfangsfilter besitzt ebenfalls eine Grenzfrequenz von 3,4 kHz und ist durch einen Verlauf 23 definiert, der durch eine obere Hüllkurve 24 und eine untere Hüllkurve 25 begrenzt ist. Es sei hier noch bemerkt, daß der Frequenzverlauf 23 des Empfangsfilters strenger ist als der Frequenzverlauf 21 des Sendefilters, da ja die Hüllkurve 24 sich teilweise unterhalb der entsprechenden Hüllkurve 21 liegt, während die Hüllkurve 25 sich teilweise oberhalb der Hüllkurve 22 befindet.
Die durch die Norm CCITT G722 spezifizierten Sende- und Empfangsfilter sind Tiefpaßfilter, welche eine Grenzfrequenz von etwa 7 kHz besitzen. Ihre jeweiligen Frequenzverläufe 26 und 29, die in den Fig. 3a und 3b gezeigt sind, sind durch obere Hüllkurven 27 und 30 sowie untere Hüllkurven 28 und 31 begrenzt. Bereits dort besitzt das Empfangsfilter einen strengeren Frequenzverlauf als das Sendefilter, da ja die obere Hüllkurve 30 teilweise innerhalb der oberen Hüllkurve 27 des Sendefilters liegt, während die untere Hüllkurve 31 des Empfangsfilters annähernd identisch mit der Hüllkurve 28 des Sendefilters ist.
Der Fachmann könnte sich bezüglich zusätzlicher Informationen betreffend die Normen CCITT G711 und CCITT G722 auf die entsprechenden Empfehlungen beziehen, welche bei der Union Internationale des Telecommunications, Place des Nations, Genf, Schweiz, verfügbar sind.
Der Fachmann wird feststellen, daß die durch die Normen G711 und G722 spezifizierten Frequenzverläufe der Filter annähernd homothetisch in einem Verhältnis von ungefähr 2 sind, wobei ihre jeweiligen Grenzfrequenzen etwa im Verhältnis von 2 stehen, was dem Abtastverhältnis für Digitalsignale entspricht. Ein wesentliches Merkmal der Erfindung besteht darin, ein einziges bzw. eigenes Digitalfilter vorzusehen, und zwar ein Tiefpaßfilter, welches eine Grenzfrequenz Fc besitzt, die von der Abtastfrequenz Fe des an seinem Eingang anliegenden Digitalsignals abhängig ist, und zwar in Form eines Verhältnisses r (Fc = Fe/r), und die einen Eigenfrequenzgang besitzt, der kompatibel mit allen Elementarfrequenzgängen aller Signaltypen ist, welche verarbeitet werden können. Konkret gesagt, wählt man in dem vorliegenden Fall für eine vorgegebene Übertragungsnorm das jeweils strengere aus dem Sendefilter und dem Empfangsfilter, im vorliegenden Fall das Empfangsfilter. Dann bestimmt man, auf der Grundlage der Frequenzverläufe der beiden Empfangsfilter den Eigenfrequenzgang des resultierenden Filters, derart, daß er kompatibel ist mit den beiden strengsten Elementarfrequenzgängen. In dem speziellen Beispiel der Normen G711 und G722 erhält man für eine vorgegebene Abtastfrequenz einen Eigenfrequenzgang 32, der in Fig. 4 dargestellt ist und der für diese Abtastfrequenz eine Grenzfrequenz in der Größenordnung von 7 kHz mit einer oberen Hüllkurve 33 und einer unteren Hüllkurve 34 besitzt. Ein derartiger Frequenzgang ist direkt mit der Übertragungsnorm G722 kompatibel, das heißt, daß die obere Hüllkurve 33 niemals unterhalb der oberen Hüllkurve 30 des Frequenzgangs des Empfangsfilters liegt, und daß die untere Hüllkurve 34 niemals unterhalb der unteren Hüllkurve 31 dieses selben Frequenzganges liegt. Da die Grenzfrequenz eines derartigen Filters proportional zur Abtastfrequenz des an seinem Eingang vorhandenen Signals ist, genügt es außerdem, um einen mit den Übertragungsnormen G711 kompatiblen Frequenzgang zu erhalten, die Abtastfrequenz des am Filtereingang vorhandenen Digitalsignals durch zwei zu teilen, um eine Grenzfrequenz in der Größenordnung von 3,4 kHz sowie einen Frequenzgang zu erhalten, der mit dem des Sendefilters und des Empfangsfilters nach der Norm G711 kompatibel ist.
Die Fig. 5 zeigt eine Ausführungsform einer Rekursiv- Siebkette 8. Ordnung, wie sie in der vorliegenden Anwendung verwendet wird.
Dieses Filter besitzt im wesentlichen Addierer, Multiplizierer und Verzögerungsglieder der Übertragungsfunktion Z&supmin;¹. Der Eingang des Filters 6 ist mit dem ersten Eingang eines Addierers 35 verbunden, welchem nacheinander und in Serie ein Addierer 36, ein Multiplizierer 37 und zwei Addierer 38 sowie 39 folgen. Der Ausgang des Addierers 39 ist über eine Kette auf den zweiten Eingang des Addierers 36 zurückgeschleift, welche der Reihe nach und in Serie aus einem Addierer 40, einem Multiplizierer 41, einem Addierer 42 und einem Verzögerungsglied 43 zusammengesetzt ist. Der Ausgang des Addierers 39 ist ebenfalls über ein Verzögerungsglied 74 zurückgeschleift, einerseits auf den zweiten Eingang des Addierers 38 und andererseits auf den zweiten Eingang des Addierers 35.
Der Ausgang des Verzögerungsgliedes 43 ist auf den zweiten Eingang des Addierers 40 über eine Kette zurückgeschleift, welche in der Reihenfolge und in Serie aus einem Addierer 44, einem Multiplizierer 45, einem Addierer 46 und einem Addierer 47 zusammengesetzt ist. Der Ausgang des Verzögerungsgliedes 43 ist ebenfalls auf den zweiten Eingang des Addierers 42 zurückgeschleift, welcher ihm vorgeschaltet ist. Außerdem ist der Ausgang des Addierers 36 mit dem zweiten Eingang des Addierers 47 über einen Multiplizierer 72 verbunden, während der Ausgang des Addierers 44 mit dem zweiten Eingang des Addierers 39 über einen Multiplizierer 73 verbunden ist.
Der Ausgang des Addierers 47 ist einerseits auf den zweiten Eingang des Addierers 46 über ein Verzögerungsglied 75 und andererseits auf den zweiten Eingang des Addierers 44 über eine Kette zurückgekoppelt, welche in der Reihenfolge und in Serie von einem Addierer 48, einem Multiplizierer 49, einem Addierer 50 und einem Verzögerungsglied 51 zusammengesetzt ist.
Der Ausgang des Verzögerungsgliedes 51 ist ebenfalls einerseits auf den zweiten Eingang des Addierers 50 und andererseits auf den zweiten Eingang des Addierers 48 über eine Kette rückgekoppelt, welch letztere in der Reihenfolge und in Serie aus einem Addierer 55, einem Multiplizierer 54, einem Addierer 53 und einem weiteren Addierer 52 zusammengesetzt ist. Der Ausgang des Addierers 52 ist gleichfalls auf den zweiten Eingang des Addierers 53 rückgekoppelt, welcher ihm über ein Verzögerungsglied 76 vorgeschaltet ist.
Der Ausgang des Addierers 52 ist weiterhin auf den Eingang des Addierers 55 über eine weitere Kette rückgekoppelt, welche in der Reihenfolge und in Serie aus einem Addierer 56, einem Multiplizierer 57, einem Addierer 58 und einem Verzögerungsglied 59 besteht. Der Ausgang des Verzögerungsgliedes 59 ist einerseits auf den zweiten Eingang des Addierers 58 und andererseits auf den zweiten Eingang des Addierers 56 über eine Kette rückgekoppelt, welch letztere in dieser Reihenfolge und in Serie aus einem Addierer 69, einem Multiplizierer 68, einem Addierer 61 und einem weiteren Addierer 60 gebildet ist.
Weiterhin ist der Ausgang des Addierers 55 mit dem zweiten Eingang des Addierers 60 mit einem Multiplizierer 71 verbunden, während der Ausgang des Addierers 69 mit dem zweiten Eingang des Addierers 52 über einen Multiplizierer 70 verbunden ist.
Weiterhin ist der Ausgang des Addierers 60 einerseits mit dem zweiten Eingang des Addierers 61 verbunden, welcher ihm über ein Verzögerungsglied 62 vorgeschaltet ist, und er ist andererseits mit dem zweiten Eingang des Addierers 69 über eine Kette verbunden, welche in dieser Reihenfolge und in Serie von einem Addierer 63, einem Multiplizierer 64, einem Addierer 65 und einem Verzögerungsglied 66 gebildet ist.
Die letzte Schleife dieses Filters ist von einem Multiplizierer 67 gebildet, welcher den Ausgang des Verzögerungsgliedes 66 mit dem zweiten Eingang des Addierers 63 verbindet, während andererseits der Ausgang des Verzögerungsgliedes 66 zugleich direkt mit dem zweiten Eingang des Addierers 65, der ihm vorgeschaltet ist, verbunden ist. Der Ausgang des Filters wird durch den Ausgang des Verzögerungsgliedes 66 gebildet.
Die Übertragungsfunktion dieses Filters 8. Ordnung umfaßt Pole und Nullen. Die Koeffizienten des Filters M1 bis M8 und MT8, MZ1, MZ3, MZ5 und MZ7 sind jeweils den Multiplizierern 37, 41, 45, 49, 54, 57, 68, 64, 67, 72, 73, 71 und 70 zugeordnet.
Die Koeffizienten dieses Filters, deren Werte im Anhang angegeben sind, sind für eine Abtastfrequenz des am Eingang des Filters von 64 kHz anliegenden Digitalsignals berechnet sowie für den in Fig. 4 gezeigten Frequenzgang mit einer Grenzfrequenz in der Größenordnung von 7 kHz entsprechend der Übertragungsart G722. Diese Koeffizienten beinhalten zugleich eine Korrektur eines Sperrgliedes 4. Ordnung mit sinc&sup4;, um dem durch das Eingangsfilter 4 eingebrachten Geräusch Rechnung zu tragen.
Ein derartiges Digitalfilter besitzt eine Grenzfrequenz, welche umgekehrt proportional zur Abtastfrequenz des an seinem Eingang anliegenden Digitalsignals ist. Um den nach der Norm G711 verwendbaren Frequenzgang zu erhalten, genügt es außerdem, am Eingang des Filters 6 ein Digitalsignal mit einer Abtastfrequenz anzulegen, welche die Hälfte derjenigen beträgt, für die es spezifiziert ist, das heißt, eine Tastfrequenz von 32 kHz im vorliegenden Fall.
Das vom Eingang E2 kommende Digitalsignal ist vor der Filterung tatsächlich überabgetastet worden, um die Probleme einer dem Fachmann wohlbekannten Frequenzüberlagerung zu vermeiden. Außerdem wird das von dem Digitalfilter abgegebene und für den Analogausgang S2 bestimmte Signal in den Über-Abtaster 13 überabgetastet, zumindest soweit es die Übertragungsnorm G711 betrifft, in der Weise, daß eine Abtastfrequenz von 64 kHz am Eingang des Interpolators 14 erhalten wird, wobei die Ausgangsfrequenz in der Größenordnung von 256 kHz liegt.
Weiterhin wird das vom Filter 6 abgegebene Digitalsignal, welches jedoch für den Digitalausgang S1 bestimmt ist, in dem Unter-Abtaster 7 derart unter-abgetastet, daß im Bereich des Hochpaßfilters 8 eine Abtastfrequenz von 16 kHz erhalten wird.
Unter Berücksichtigung der Mehrfachausnutzung der digitalen Abtastsignale, welche jeweils am Ausgang des Filters 4 (dessen Übertragungsfunktion entsprechend der verwendeten Funktion (Formel 1: G722; Formel II: G711)) bzw. vom Eingang E2 abgegeben werden, erhält man auf dem gemeinsamen Serienbus 19 eine Wechselfolge von Sende- und Empfangs-Abtastsignalen, welche natürlich eine schnelle Funktionsgeschwindigkeit des Filters 6 vorgibt, die mit den bei der vorliegenden Anwendung verwendeten Frequenzsendern kompatibel ist. Konkret bedeutet dies, daß bei der Übertragungsart G722 der Informationsdurchsatz auf dem Bus 19 in der Größenordnung von 4 Mbits/Sekunde beträgt, während er bei der Übertragungsart G711 entsprechend der Teilung der Abtastfrequenz des Digitalsignals durch 2 in der Größenordnung von 2 Mbit/Sekunde liegt. Die Arbeitsfrequenz des Digitalfilters muß natürlich an diese Leistungen angepaßt werden. Sie könnte tatsächlich auf einen Wert festgelegt sein, welche Übertragungsart auch vorliegt, wenn sie nur an die wichtigste Leistung angepaßt ist. Trotzdem ist es aus Verbrauchsgründen vorzuziehen, zumindest die Arbeitsfrequenz des Filters anzugleichen. Konkret bedeutet das, daß im Fall einer Übertragungsnorm G722 die Schaltung 18 ein Taktsignal HG722 liefert, welches einer Arbeitsfrequenz von 4 MHz entspricht, während die Arbeitsfrequenz im Fall einer Übertragungsnorm G711 auf 2 MHz (Taktsignal HG711) umgesetzt wird.
In der beschriebenen Anwendung wurde es als vorteilhaft empfunden, ein Filter achter Ordnung zu verwenden, um 25 mehr Genauigkeit und eine geringere Welligkeit in dem Arbeitsband zu erhalten. Außerdem ermöglicht es die Verwendung eines Filters der Art "Pol-Null", im Vergleich zu einem Filter "Ganzpol" ein schnelleres Übertragungsband zu erhalten.
Die Kombination eines Einzel-Digitalfilters und einer Verarbeitung mit Serienabtastung ermöglicht einen bedeutenden Platzgewinn für einen derartigen Schaltkreis, der in integrierter Form auf einem Siliziumchip untergebracht ist.
Bei der beschriebenen Ausführungsform wird die Anpassung der Norm G711 an die Norm G722 oder umgekehrt, außer durch die Modifizierung der Arbeitsfrequenz des Einzelfilters 6, durch Verwendung von variablen und steuerbaren Mitteln zur Überabtastung bzw. zur Unterabtastung und durch die Modifizierung der Übertragungsfunktion des Eingangsfilters 4 erzielt.
Es wäre auch möglich, in einer Abwandlung identische Mittel zur Überabtastung 12 und zur Unterabtastung 7 unabhängig von der verwendeten Norm vorzuziehen, das Mittel zur Überabtastung 13 zu unterdrücken, ein Eingangsfilter 4 vorzusehen, welches eine eigene Übertragungsfunktion entsprechend der Formel (I) besitzt, und die Arbeitsfrequenzen aller Elemente der Anordnung bei einem Übergang von der Norm G722 zur Norm G711 unter der Wirkung der Steuermittel 18 durch zwei zu dividieren. Konkret bedeutet dies im vorliegenden Fall, daß die durch die Norm G722 vorgegebenen Arbeitsfrequenzen für die Elemente 2 bis 4 jeweils 2 MHz und für die Elemente 6, 15, 16 4 MHz betragen, wobei der Koeffizient der Überabtastung oder der Unterabtastung dann gleich 4 gewählt wird. Die oben erwähnten Arbeitsfrequenzen werden im Fall der Norm G711 durch zwei geteilt.

Anhang

M1 = -0,302886
M2 = 0,755606
M3 = -0,230629
M4 = 0,525378
M5 = -0,229252
M6 = 0,855246
M7 = -0,241719
M8 = 0,756512
MT8 = -0,483880
MZ1 = 0,0436355
MZ3 = 0,0436355
MZ5 = 0,0532919
MZ7 = 0,0532919

Claims

1. Signalverarbeitungsanordnung, dadurch gekennzeichnet, daß sie ein Einzel-Digitalfilter (6) aufweist, dessen Grenzfrequenz von der Abtastfrequenz des an seinem Eingang anliegenden Signals abhängt, und einen vorgegebenen Eigen-Frequenzgang der Dämpfung (32) besitzt, der mit einer Mehrzahl von vorgegebenen, annähernd homothetischen, elementaren Dämpfungs-Frequenzgängen (20; 23; 26; 29) kompatibel ist, welche verschiedenen, zur Verarbeitung geeigneten, Signalgruppen zugeordnet sind.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie einen ersten Eingang (E1) und einen ersten Ausgang (S1), welche jeweils in der Lage sind, eine Mehrzahl von Analogsignalen und von entsprechenden Digitalsignalen zu empfangen bzw. abzugeben, die verschiedene vorgegebene, mit vorgegebenen, annähernd homothetischen Dämpfungs-Frequenzgängen (23, 29) verbundene Arten von Übertragungsspezifizitäten (G711, G722) besitzen, ferner einen zweiten Eingang (E2) und einen zweiten Ausgang (52), welche jeweils in der Lage sind, eine Mehrzahl von Digitalsignalen und entsprechenden Analogsignalen zu empfangen bzw. abzugeben, die verschiedenen vorgegebenen, mit verschiedenen vorgegebenen, annähernd homothetischen, elementaren Dämpfungs-Frequenzgängen (20, 26) verbundene Arten von Übertragungsspezifizitäten (G711, G722) besitzen, sowie erste und zweite Signal-Konversionsmittel, welche jeweils zwischen den ersten Eingang und den ersten Ausgang sowie zwischen den zweiten Eingang und den zweiten Ausgang geschaltet sind und gemeinsam das genannte Einzel-Digitalfilter (6) aufweisen, umfaßt.

3. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß sie zwei Übertragungskanäle, welche jeweils zu den zwei Eingängen (E1, E2) und den entsprechenden zwei Ausgängen (S1, S2) gehören, wobei diese beiden Kanäle einen gemeinsamen Serienbus (19) besitzen, mit welchem das genannte Serien-Einzel-Digitalfilter (6) verbunden ist, sowie Multiplex- und Demultiplexeinrichtungen (5a, 5b) für die digitalen Muster, welche von der über die beiden Eingänge (E1, E2) empfangenen Signale stammen, umfaßt.

4. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Kanal, der den Digital-Signaleingang (E2) mit dem Analog-Signaleingang (52) verbindet, Mittel zur Über-Abtastung (12) des digitalen Eingangssignals aufweist, welche dem Einzel-Digitalfilter (6) vorgeschaltet sind, während der erste Kanal, der den Analog-Signaleingang (E1) mit dem Digital- Signaleingang (S1) verbindet, Mittel zur Unter-Abtastung (7) des von dem Digitalfilter (6) abgegebenen Digitalsignals umfaßt.

5. Anordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 4, bei dem für ein Paar von korrespondierenden analogen und digitalen Signalen von gleichen Übertragungsspezifizitäten die Elementar-Dämpfungs-Frequenzgänge im ersten Kanal und im zweiten Kanal verschieden sind, dadurch gekennzeichnet, daß der Dämpfungs-Frequenzgang (32) des Einzel-Digitalfilters (6) auf der Grundlage der strengsten Elementar-Dämpfungsfrequenzgänge (23, 29) gewählt ist, welche jeweils mit allen zur Verarbeitung geeigneten Signalpaaren verknüpft sind.

6. Anordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Kanal einen Analog/Digital-Codierer (3) zur Formatsteuerung des Geräuschspektrums, wie einen Delta-Sigma-Codierer, gefolgt von einem Digitalfilter vom Sperr-Typ, umfaßt, daß das Einzel-Digitalfilter (6) eine Sperre von einer derart gewählten Ordnung enthält, daß die Wirkung des Sperr-Digitalfilters (4) kompensiert wird, daß der zweite Kanal einen Digital/Analog-Codierer (15) zur Formatsteuerung des Geräuschspektrums, wie einen Delta-Sigma-Codierer, umfaßt, dessen Arbeitsfrequenz größer ist als diejenige des von dem Einzel-Digitalfilter (6) abgegebenen Digitalsignals, und daß ein Digital-Interpolations-Filter (1$) zwischen den Ausgang des Digitalfilters (6) und den Eingang des Digital/Analog-Codierers (15) geschaltet ist.

7. Anordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Einzel-Digitalfilter (6) eine rekursive Siebkette mit unendlicher Stoßantwort ist.

8. Anordnung nach den Ansprüchen 2 und 7 in Kombination, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und die zweiten Konversionsmittel in der Lage sind, Signale zu verarbeiten, welche durch die Normen CCITT G722 und CCITT G711 definierte Übertragungsspezifizitäten besitzen und daß das Rekursivfilter ein Reihenfilter vom Pol-Null-Typ einer Ordnung von mindestens Acht ist.

9. Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß sie zusätzlich Mittel umfaßt, die in der Lage sind, die Arbeitsfrequenz des Einzel-Digitalfilters in Abhängigkeit von der verwendeten Übertragungsnorm zu modifizieren.

10. Anordnung nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß sie Mittel umfaßt, die in der Lage sind, die Arbeitsfrequenz aller Elemente der Anordnung durch zwei zu teilen.