DE2038348B2 - System zur Übertragung analoger Signale mit Hilfe von Impulscodemodula· tion - Google Patents
System zur Übertragung analoger Signale mit Hilfe von Impulscodemodula· tionInfo
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Description
2. Sender zum Gebrauch in einem System nach Anspruch 1, der zum Umwandeln eines analogen
Signals in Pulscodegruppen mittels Pulscodemodulation eingerichtet ist, wobei diese Pulscodegruppen
mit einer vorbestimmten Übertragungsfrequenz /ö auftreten, und der die nachfolgenden Elemente
enthält:
— Abtast- und Codiermittel, denen das analoge Signal zugeführt wird;
— Mittel zum Erzeugen erster Abtastimpulse, die
20
2i
JO
dadurch gekennzeichnet, daß im Sender
die ersten Abtastimpulse mit einer ersten Abtastfrequenz /i auftreten, die ausreichend hoch über der
Übertragungsfrequenz F0 liegt, und die Abtast- und
Codiermittel zum Erzeugen von Pulscodegruppen is eingerichtet sind, die mit der ersten Abtastfrequenz
/!auftreten;
— der Sender weiter mit die Abtastfrequenz verringernden Mitteln zum Erzeugen von Sen- 4«
derausgangscodegruppen versehen ist, die mit einer zweiten Abtastfrequenz auftreten, die der
genannten Übertragungsfrequenz /0 entspricht;
— der Empfänger weiter mit den nachfolgenden Elementen versehen ist:
— die Abtastfrequenz erhöhende Mittel, deren Eingang mit dem Ausgang der Mittel zum
Empfangen der übertragenen Pulscodegruppen gekoppelt ist und deren Ausgang mit dem
Eingang der Pecodieranordnung gekoppelt ist und die zum Verarbeiten der empfangenen
Pulscodegruppen eingerichtet sind, und zwar zum Erzeugen von Pulscodegruppen, die mit
einer dritten Abtastfrequenz h auftreten, die ausreichend hoch über der Übertragungsfrequenz/o
liegt.
den Abtast- und Codiermitteln zugeführt werden,
— ein Tiefpaß-Digitalfilter, dessen Eingang mit dem
Ausgang der Abtast- und Codiermittel gekoppelt ist und dessen Grenzfrequenz höchstens der
Hälfte ( ^ Juj der Übertragungsfrequenz entspricht,
dadurch gekennzeichnet, daß
— die ersten Abtastimpulse mit einer ersten Abtastfrequenz /i auftreten, die ausreichend hoch
über der genannten Übertragungsfrequenz k liegt, und daß über die genannten Abtast- und
Codiermittel zum Erzeugen von Pulscodegruppen eingerichtet sind, die mit der genannten
ersten Abtastfrequenz /Ί auftreten;
— und im Sender weiter die Abtastfrequenz verringernde Mittel zum Erzeugen von Senderausgangscodegruppen
vorgesehen sind, die mit einer zweiten Abtastfrequenz auftreten, die der Übertragungsfrequenz /ό entspricht.
3. Sender nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die die genannte Abtastfrequenz verringernden
Mittel in das Tiefpaß-Digitalfilter aufgenommen sind.
4. Empfänger zum Gebrauch in einem System nach Anspruch 1 und zum Zusammenarbeiten mit
einem Sender nach einem der Ansprüche 2 und 3, mit
— einer Decodieranordnung zum Erzeugen des ursprünglichen analogen Signals und
— Mitteln zinn Empfangen der übertragenen
Pulscodegruppen, deren Ausgang mit dem Eingang der Decodieranordnung gekoppelt ist,
dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger weiter mit die Abtastfrequenz erhöhenden Mitteln versehen
ist, deren Eingang mit dem Ausgang der Mittel zum Empfangen der übertragenen Pulscodegruppen
gekoppelt ist und deren Ausgang mit dem Eingang der Decodieranordnung gekoppelt ist und die zum
Veraibeiten der empfangenen Pulscodegruppen eingerichtet sind, und zwar zum Erzeugen von
Pulscodegruppen, die mit einer dritten Abtastfrequenz /2 auftreten, die ausreichend hoch über der
Übertragungsfrequenz /ö liegt.
5. Empfänger nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die die Abtastfrequenz erhöhenden
Mittel ein Digitalfilter enthalten mit einer Grenzfrequenz, die der Hälfte ί y/o) der Übertragungsfrequenz
/n entspricht.
Die Erfindung bezieht sich auf ein System zur bo Übertragung analoger Signale mittels Pulscodemodulation
mit einem Sender und einem Empfänger, wobei die gebildeten Pulscodegruppen, die vom Sender zum
Empfänger übertragen werden, mit einer vorbestimmten Übertragungsfrequenz /Ό auftreten, welcher Sender
b5 mit den nachfolgenden Elementen versehen ist:
— Ablast- und Codiermittel, denen das genannte analoge Signal zugeführt wird;
— Mittel zum Erzeugen erster Ablu.stimpulse, die den
Abtast- und Codiermitteln zugeführt werden;
— ein Tiefpaß-Digitalfilter, dessen Eingang mit dem
Ausgang der genannten Abtast- und Codiermitte! gekoppelt ist und dessen Grenzfrequenz höchstens ■>
der HaIfIe(^y0J der genannten Übertragungsfre-
quenz entspricht;
— und der Empfänger mit den nachfolgenden Elementen versehen ist: i<;
— eine Decodieranordnung zum Erzeugen des ursprünglichen analogen Signals;
— Mittel zum Empfangen der übertragenen Pulscodetruppen, deren Ausgang mit dem Eingang der
Decodieranordnung gekoppelt ist.
Bei derartigen insbesondere zur Anwendung bei Zeitmultiplexübertragungssystemen geeigneten Systemen
ist es üblich, daß das Analogsignal der Codiervorrichtung über ein Eingangsfilter zugeführt wird und daß
das Analogsignal dem Ausgang der Decodiervorrichtung über ein Ausgangsfilter entnommen wird. Diese
Filter müssen besonders strenge Anforderungen erfüllen. Zum Beispiel sollen diese Filter eine sehr steil
verlaufende Sperrflanke, eine geringe Dämpfung innerhalb des Durchlaßbandes und eine sehr große
Dämpfung außerhalb des Durchlaßbandes aufweisen, damit auf der Senderseite verhindert wird, daß
außerhalb des Durchlaßbandes liegende Frequenzen in das Band zurückkehren können, und damit auf der jo
Empfangsseite bewirkt wird, daß die auftretenden Spiegelfrequenzen unterdrückt werden. Ein großer
Nachteil besteht nun darin, daß nur diejenigen Filter die vorerwähnten strengen Anforderungen erfüllen können,
die aus mehreren mit Spulen versehenen Abschnitten aufgebaut sind und die daher bei der
Herstellung große Sorgfalt und eine genaue Einstellung erfordern, was zur Folge hat, daß diese Filter
verhältnismäßig kostspielig sind. In der Praxis weisen diese Filter außerdem den Nachteil auf, daß sie für
Temperatureinflüsse und Alterungserscheinungen empfindlich sind.
Die Erfindung bezweckt, ein neues Konzept eines Systems der eingangs beschriebenen Art zu schaffen, bei
dem die mit Spulen bestückten Eingangs- und Ausgangsfilter völlig vermieden werden und das es
überdies ermöglicht, das System als Ganzes in integrierter Form auszuführen, wodurch eine erhebliche
Kostenersparung und eine größere Zuverlässigkeit erhalten werden können.
Nach der Erfindung treten zu diesem Zweck die ersten Abtastimpulse mit einer ersten Abtastfrequenz /Ί
auf, die ausreichend hoch über der Übertragungsfrequenz fa liegt, und die Abtast- und Codiermittel zum
Erzeugen von Pulscodegruppen eingerichtet sind, die mit der ersten Abtastfrequenz f\ auftreten;
— der Sender weiter mit die Abtastfrequenz verringernden
Mitteln zum Erzeugen von Senderausgangscodegruppen versehen ist, die mit einer e>o
zweiten Abtastfrequenz auftreten, die der genannten Übertragungsfrequenz/0entspricht;
— der Empfänger weiter mit den nachfolgenden Elementen versehen ist:
— die Abtastfrequenz erhöhende Mittel, deren Eingang b5
mit dem Ausgang der Mittel zum Empfangen der übertragenen Pulscodegruppen gekoppelt ist und
deren Ausgang mit dem Eingang der Decodieranordnung gekoppelt ist und die zum Verarbeiten der
empfangenen Pulscodegruppen eingerichtet sind, und zwar zum Erzeugen von Pulscodegruppen, die
mit einer dritten Abtastfrequenz /2 auftreten, die ausreichend hoch über der Übertragungsfrequeiu f0
Bei einer bevorzugten Ausführungsform des Systems nach de. Erfindung ist der Empfänger weiter mit die
Abtastfrequenz erhöhenden Mittel versehen, deren Eingang mit dem Ausgang der Mittel zum Empfangen
der übertragenen Pulscodegruppen gekoppelt irt und deren Ausgang mit dem Eingang der Decodieranordnung
gekoppelt ist und die zum Verarbeiten der empfangenen Pulscodegruppen eingerichtet sind, und
zwar zum Erzeugen von Pulscodegruppen, die mit einer dritten Abtastfrequenz /i auftreten, die ausreichend
hoch über der Übertragungsfrequenz ίο liegt.
Die Zeichnung stellt Ausführungsbeispiele dar. Es zeigt
Fig. 1 das Prinzipschaltbild des Systems nach der Erfindung,
Fig. 2a, 2b bzw. 2c die Übertragungskennlinie eines
im System nach F i g. 1 verwendeten Digitalfilters, eine Anzahl dem Eingang des Filters zugeführter Codegruppen
bzw. die inverse Fourier-Transformation der Filter-Übertragungskennlinie,
Fig.3 das Prinzipschaltbild des senderseitig angebrachten
Digitalfilters,
Fig.4 das Prinzipschaltbild des empfangsseitig angebrachten Digitalfilters,
Fig. 5 einen Teil der im System nach Fig. 1
verwendeten Decodiervorrichtung,
Fig.6 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise der Decodiervorrichtung nach F i g. 5,
F i g. 7 eine Ausführungsform eines Integrators mit doppelten Zeitkonstanten zur Anwendung in der
Decodiervorrichtung und
Fig. 8 zur Illustrierung die vom Integrator nach F i g. 7 gelieferten analogen Ausgangssignale.
Im System zur Übertragung analoger Signale mit Hilfe von Impulscodemodulation nach Fig. 1 stellt der
links von den senkrechten gestrichelten Linien Teil den Sender dar. Dieser Sender enthält eine Codiervorrichtung
2, dessen Eingangsklemme 1 das zu übertragende Analogsignal zugeführt wird und welche Codiervorrichtung
Codegruppen liefert, die das Analogsignal kennzeichnen und die nach Kompression in einem
Digitalkompressor 4 auf den Empfänger übertragen werden, der in F i g. 1 rechts von den senkrechten
gestrichelten Linien dargestellt ist. In diesem Empfänger werden die übertragenen Codegruppen nach
Expansion in einem Digitalexpandor 5 einer Decodiervorrichtung 8 zugeführt, mit deren Hilfe das ursprüngliche
Analogsignal wiedergewonnen wird. Nach der Erfindung wird nun ein besonders günstiges und sehr
vorteilhaftes Konzept eines solchen Systems erhalten, wenn die erwähnte Codiervorrichtung 2 derart ausgebildet
ist, daß die das analoge Eingangssignal kennzeichnenden Codegruppen mit einer Frequenz (nachstehend
Abtastfrequenz genannt) mindestens gleich dem Vierfachen der Höchstfrequenz des analogen Eingangssignals
auftreten, diese Codegruppen aus einer bestimmten Ar'ahl von »Bits« bestehen, die in Reihe am Ausgang
der Codiervorrichtung auftreten, während zwischen der erwähnten Codiervorrichtung 2 und dem erwähnten
Kompressor 4 ein Digitalfilter 3 angeordnet ist, das mit Mitteln versehen ist zur Erniedrigung der Abtastfre-
quenz des ihm zugeführten Digitalsignals und zur Erzeugung eines digitalen Ausgangssignals des Digitalfilters, dem eine Abtastfrequenz zugehört, die mindestens
gleich dem Zweifachen der Höchstfrequenz des Analogsignals ist, und wobei ferner auf der Empfangsseite
zwischen dem Digitalexpandor 5 und der erwähnten Decodiervorrichtung 8 mindestens ein
Digitalfilter 6 angeordnet ist, das mit Mitteln versehen ist zur Erhöhung der Abtastfrequenz des dem
Empfänger zugeführten Digilalsignals zur Erzeugung eines digitalen Ausgangssignals, dem eine Abtastfrequenz
zugehört, die mindestens gleich einem ganzen Vielfachen der diesem Digitalfilter zugeführten Digitalsignal zugehörende Abtastfrequenz ist.
Am Ausgang der Codiervorrichtung treten aus 12 »Bits« bestehende Codegruppen mit einer Frequenz
gleich mindestens dem Vierfachen der Höchstfrequenz des analogen Eingangssignals auf, d. h., daß, wenn diese
Höchstfrequenz 4 kHz beträgt, die Codegruppen mit einer Frequenz von 16 000 pro Sekunde auftreten. Die
Abtastfrequenz des von der Codiervorrichtung herrührenden Digitalsignals beträgt also 16 kHz. Dieses
Digitalsignal wird dem Digitalfilter 3 zugeführt zur Erniedrigung der Abtastfrequenz. Ein derartiges Digitalfilter
kann z. B. gebildet werden durch eine Reihenschaltung eines Digitalfilters, das ohne Änderung
der Abtastfrequenz ein digitales Ausgangssignal liefert, dessen Bandbreite genügend kleiner ist als die
Bandbreite des ihm zugeführten Digitalsignals, und ein Element, dem das genannte digitale Ausgangssignal jo
zugeführt wird und das jeweils nur eins von q aufeinanderfolgende Ausgangsabtastwerte des digitalen
Ausgangssignals durchläßt, und also die übrigen q— 1 Abtastwerte unterdrückt. Der Wert q gibt dabei den
Abtastfrequenzerniedrigungsfaktor an. Es sei bemerkt, j5
daß man in der Praxis das Digitalfilter durchaus derart ausbilden wird, daß die vom genannten Element
durchgeführten Verarbeitungen auch durch das Digitalfilter vorgenommen werden. Ein Ausführungsbeispiel
eines derartigen Digitalfilters ist in Fig. 3 angegeben und wird jetzt an Hand der Fig.2a, 2b, 2c näher
erläutert.
Fig. 2a zeigt im Amplituden-Frequenzgebiel die Filterübertragungskennlinien des zu verwirklichenden
Tiefpasses; die Sperrfrequenz dieses Filters liegt bei 4000 Hz, was der Höchstfrequenz des zu übertragenden
Analogsignals entspricht.
Fig. 2b zeigt im in der Amplituden-Zeit-Ebene die aufeinanderfolgenden PCM-Signale, die dem Filter
zugeführt werden und die mit einer Frequenz von 16 000
pro Sekunde, d. h. mit einer Periode t = 62,5 jisek,
auftreten. Diese PCM-Signale haben die nachstehenden Werte:
So zum Zeitpunkt ίο = 0
Si,S2,S3.. .S„zuden Zeitpunkten rr,
Si,S2,S3.. .S„zuden Zeitpunkten rr,
27;
1, S-2,S
/„ = η T.
S. „zuden Zeitpunkten
S. „zuden Zeitpunkten
I
1 = -T,
I
2 =
-2 T,
1
1= -3 7-....
I- ig. 2c zeigt in der Amplitiidcn-Zcit-Ebcnc und mil
derselben Zeitsknlii wie in I'ig. 2b die inverse
Fourier-Transformation der Filterübertragungskennlinie des zu verwirklichenden Filters.
Zu den Zeitpunkten, die den Auftrittszeitpunkten der in Fig.4b dargestellten PCM-Signale entsprechen, ist
diese inverse Fourier-Transformation durch die Koeffizienten:
/4(i zu dem Zeilpunkt 1 = 0
/4(i zu dem Zeilpunkt 1 = 0
A\,Ai, Ai.. .A„zu den Zeitpunkten
t\ und ί_ι, fjund t-i, is und i_5.../„und /_,„
wobei η eine ungerade Zahl darstellt,
definiert.
Es sei bemerkt, daß zu den Zeitpunkten In = η Tund
t- „ = - η 7"die Koeffizienten den Wert Null aufweisen,
wenn π eine gerade von Null verschiedene Zahl ist.
Es ist an sich bekannt (siehe z. B. das Buch »System Analysis by digital computers:<
von F. F. K u ο und J. K, Kaiser, Kapitel 7), daß ein Filter ohne Rückkopplungskreis
und mit einer durch die inverse Fourier-Transformation definierten Übertragungskennlinie dadurch
erzielt werden kann, daß die dem Eingang des Filters zugeführten Kodegruppen der nachstehenden
Bearbeitung unterworfen werden:
Φ = "Σ An(Sn + S_„)
η = Il
wobei /4„die Koeffizienten der inversen Fourier-Transformation
zu den Auftrittszeitpunkten der Kodegruppen Sn und S-„ darstellt. Das Resultat Φ dieser
Bearbeitung ist die gefilterte Kodegruppe, wobei die Eingangskodegruppen Sn ... S3, S2, Si, So, S_i, S_2, S_j
...S-n berücksichtigt werden.
In bezug auf F i g. 2c sei bemerkt, daß die Koeffizienten
An für die geraden Werte von η gleich Null sind, mit
Ausnahme von π = 0, wo An den Wert Ao annimmt.
Die durchzuführende Bearbeitung wird somit für π — ungerade:
<Ph: = A0S0+
Sn + S_„).
Wenn nun eine gewisse Änderung des Durchlaßbandes des Filters und eine nicht unendlich scharfe
Bandabsperrung gestattet sind, wird die Anzahl für die Berechnung von Φε verwendeter Koeffizienten A,
endlich.
Bei Verwendung von z. B. drei Koeffizienten A\, Ay
Ai ist die im Filter durchzuführende Berechnung gleich
der endlichen Summe:
+ A1S3 + A]S1 + A0S0 + 4,S_i +
- 5.
- 5.
Fig. 3 zeigt blockschematisch das Filter nach dei Erfindung, das für den beispielsweise gewählten FaI
ausgebildet ist, in dem drei Koeffizienten A1, Ai, A·
verwendet werden. Die »Bits« der Kodegrupper erscheinen in Reihe am Eingang des Filters. Eine
bekannte Vorrichtung 10 weist die ungeradzahligcr Kodegruppenden Vervielfachern 11,12,13 zu, die diese
Kodegruppen gleichzeitig mit den Koeffizienten A\, A bzw. Ai multiplizieren. Die geradzahlige Kodegruppc Si
wird dem Vervielfacher 14 zugewiesen, der dicsi Kodegruppe mit dem Koeffizienten An multipliziert
Das Resultat dieser Multiplikation A0S0 wird in einer
Speicher 15 gespeichert und wird verwendet, nachdcrr
auch die dieser geradzahligen Kodegruppe folgenden ungeradzahligen Kodegruppen mit Ai, A3 und Ai
multipliziert worden sind. Das Filter enthält ferner sechs Register Ru R2, R3, Ri, Ri und Rt und fünf Zusammenfügungsvorrichtungen,
die in der Figur durch einen Kreis mit einem Pluszeichen angedeutet sind. Diese Register
und Zusammenfügungsvorrichtungen sind derart miteinander verbunden, daß der Inhalt der Register erst
nach dem Erscheinen einer ungeradzahligen Kodegruppe und deren Vervielfachung mit den Koeffizienten Ai,
Ai, Ai geändert wird, so daß die nachstehenden
Bearbeitungen gleichzeitig durchgeführt werden kön-
- Das Resultat der Vervielfachung mit A^ wird in Rm
gespeichert,
- der Inhalt von R\ wird mit dem Resultat der
Vervielfachung mit Ai zusammengefügt und! in R2
gespeichert,
- der Inhalt von R2 wird mit dem Resultat der
Vervielfachung mit A\ zusammengefügt und in Ri
gespeichert,
- der Inhalt von R3 wird mit dem Resultat der
Vervielfachung mit A\ und mit dem Resultat der
Vervielfachung mit Aq, das im Speicher 35 vorhanden ist, zusammengefügt Das Resultat dieser
Zusammenfügung wird in ftt gespeichert;
- der inhalt von R* wird mit dem Resultat der
Vervielfachung mit Aj zusammengefügt und in R$
gespeichert,
- der Inhalt von R5 wird mit dem Resultat der
Vervielfachung mit A5 zusammengefügt und in Rb
gespeichert;
- der Inhalt von R6 verläßt das Filter und wird dann
weiter vom Kompressor4 nach F i g. 1 behandelt.
Die aufeinanderfolgenden im Filter stattfindenden Bearbeitungsschritte werden nachstehend näher erläutert,
wobei der Deutlichkeit halber angenommen wird, daß es sich nur um die folgenden in der genannten
Reihenordnung auftretenden Kodegruppen handelt: 5s, 54... 5ό... 5_4, 5_5, die am Eingang des Filters mit der
Kodegruppe 5s in führender Stellung auftreten.
Weiter sei angenommen, daß die Register R\ — Rb und
der Speicher 15 zu dem Zeitpunkt is, zu dem die
Kodegruppe 5s eintrifft, leer sind. Die folgende Erläuterung zeigt, daß zu dem Zeitpunkt t-5 im Register
Rb eine digitale Zahl erhalten wird, die gleich dem obengenannten Wert Φ/rist.
- Zu dem Zeitpunkt h: die Vervielfachung von 5s mit
Aι, A3, Ai erfolgt, wonach das Resultat dieser
Vervielfachungen direkt in die Register R1, R2, R3, Ra,
/?5 und Rb eingeschrieben wird. Im Ausgangsregister
Rb befindet sich dann der auch in das Register R\
eingeschriebene Digitalwert. Der Inhalt des Registers R\ ist SiAi.
- Zu dem Zeitpunkt U; die Vervielfachung von 54 mit
Au findet statt. Das Produkt S4A0 wird in den
Speicher 15 eingeschrieben und wird bei der nächstfolgenden Bearbeitung benutzt werden. Der
Inhalt der Register hat sich nicht geändert.
- Zu dem Zeitpunkt ty.
die Vervielfachung von 5s mit Au Ai, As und die
Zusammenfügung der Produkte SiAu SiAj, S3A5 mit
dem Inhalt der Register erfolgt auf die oben beschriebene Weise. Im Ausgangsregister Rt befindet
sich dann der Inhalt des Registers R2, weil dieser
Wert der einzige ist, der sich zu dem Zeitpunkt f_5
im Register Rb befinden wird. Dieser Inhalt von R2 ist
SiAi + S3A3.
— Zu dem Zeitpunkt t2:
52A>.wird in den Speicher 15 eingeschrieben.
— Zu dem Zeitpunkt Λ:
im Ausgairgsregister Rb befindet sich der Inhalt von
/?3,dergleich:/55-45 + S3A3) + SiA1 ist.
— Zu dem Zeitpunkt 0:
SqAo wkdiiadenSpeieher 15 eingeschrieben.
— Zudem Zeitpunkt (-ic
dec Inhalt des Registers R^ entsprich* dem Inhalt des
Registers £*,. der gleicfo der Summe dreier Werte ist:
dem Inhalt von Ry-SsAs + S3A3 + S\A\; dem
Produkt SjAo; dem. Produkt S_iAi. Nach dem
Zeitpunkt £_i< ist der En halt von Ä» also:
S5A5 + SsAx -t-SfAif S5A0 + S-,A1.
S5A5 + SsAx -t-SfAif S5A0 + S-,A1.
— Zq dem Zeitpunkt t-n ist der Dnhalt vom R5 :
SsAs + SiAi + S[Ar + SsAo + S_tAi, + S-3A3.
SsAs + SiAi + S[Ar + SsAo + S_tAi, + S-3A3.
2Θ. — Zu dem Zeitpunkt f_s ist der Inhalt van Λί,:
SkAs + S3A3 +StAt +S0A0 + SLtAi + 5_3A3
+ S-5A5, d. h„ den gewünschten Wert ΦΕ. Der Wert
Φε tritt am Ausgang des Filters mit einer Frequenz auf, die gleich dem Takt ist, in dem die ungeradzahligen
Kodegruppen am Eingang des Filters auftreten; d. h. mit einer Frequenz von 8000 pro Sekunde.
Während der Zeitintervalle, in denen die Inhalte der
Register R\ — Rb nicht eingeschrieben oder ausgelesen
werden, speichern diese Register ihren Inhalt dadurch, daß sie als dynamische Speicher wirken. Der Speicher
15 v/ird gleichfalls durch einen dynamischen Speicher gebildet Die Vervielfacher des Filters werden auch
durch solche Register und durch Zusammenfügungsvorrichtungen gebildet, wobei die letzteren auf bekannte
Weise aus einem Gebilde von Gattern aufgebaut werden können. Es kann somit festgestellt werden, daß
das Filter aus Registern und Gattern besteht, die sich bekanntlich zur serienmäßigen Integration eignen. Das
Digitalfilter, das nach der Erfindung auf der Empfangsseite verwendet wird, ist auf entsprechende Weise
ausgebildet und eignet sich daher gleichfalls zur serienmäßigen Integration.
Dieses Filter ist dazu geeignet, die Abtastfrequenz des
ihm zugeführten Digitalsignals um eine ganze Zahl q zu erhöhen. Ein derartiges Digitalfilter enthält z. B. ein
Element, das jeweils zwischen zwei aufeinanderfolgenden Abtastwerten des digitalen Eingangssignals des
Filters q— 1 Abtastwerte einfügt, die jeden Amplitudenwert
Null haben. Die Abtastfrequenz, die zu dem digitalen Ausgangssignal dieses Elementes gehört, ist
jetzt um einen Faktor q höher als die zu dem digitalen Eingangssignal dieses Elementes gehörende Abtastfrequenz.
Dieses digitale Ausgangssignal des Elementes
wird jetzt ohne Änderung der zugehörenden Abtastfrequenz einem Digitalfilter zugeführt zur Unterdrückung
unerwünschter Wiederholungen des Frcqucnzspcktrums im digitalen Ausgangssignal des genannten
Elementes.
bo F i g. 4 zeigt blockschematisch das auf der Empfangsseite verwendete Filter. Dieses Filter enthält zwei
Filtereinheiten 16 und 17, die nachstehend als Filter Fi
und F2 bezeichnet werden. Das Filter F\ liefert die
gefilterten Kodegruppen mit einer Frequenz, die dem
b5 Takt entspricht, in dem diese Kodegruppen dem
Eingang zugeführt werden, d. h. mit einer Frequenz von 8000 pro Sekunde. Diese am Ausgang erscheinenden
Kodegruppen bilden einen Wert, der in einem Punkt
interpoliert ist, der genau halbwegs zwischen zwei aufeinanderfolgenden dem Filter zugeführten Kodegruppen
liegt. Der Ausgang dieses Filters Fi ist mit einem ODER-Gatter 18 verbunden, während der
Eingang dieses Filters über einen Verzögerungskreis 19 gleichfalls mit diesem ODER-Gatter 18 verbunden ist,
mit dessen Hilfe die am Ausgang des Verzögerungskreises 19 auftretenden Kodegruppen eingefügt werden, so
daß am Ausgang des ODER-Gatters 18 Kodegruppen mit einer Frequenz von 16 000 pro Sekunde, d. h. mit
einer Dauer von 62,5 μ5^ pro Kodegruppe, auftreten.
Das an das ODER-Gatter 18 angeschlossene Filter F2
wirkt auf gleiche Weise wie das Filter Fi, aber mit einer zweimal größeren Anzahl dem Eingang zugeführter
Kodegruppen. Dieses Filter liefert die Kodegruppen mit
einer Frequenz von 16000 pro Sekunde, wobei diese Kodegruppen einen interpolierten Wert in einem Punkt
bilden, der halbwegs zwischen zwei dem Eingang zugeführten aufeinanderfolgenden Kodegruppen liegt
Mit Hilfe der ODER-Schaltung 20 und des Verzögerungskreises 21 werden schließlich am Ausgang des
ODER-Gatters 20 Kodegruppen erhalten, die mit einer Frequenz von 32 000 pro Sekunde und mit einer Dauer
von 31,25 usek pro Kodegruppe auftreten. Diese Kodegruppen weiden durch den Eingang des Filters
zugeführte Kodegruppen und durch in drei Punkten interpolierte Kodegruppen gebildet welche Punkte je
halbwegs zwischen zwei aufeinanderfolgenden dem Eingang des Filters zugeführten Kodegruppen liegen.
Der Filtervorgang zum Erhalten von Kodegruppen, die in einem Punkt interpoliert sind, der genau halbwegs
zwischen zwei aufeinanderfolgenden dem Eingang des Filters Fi zugeführten Kodegruppen liegt, wird nachstehend
näher erläutert. Dieser Vorgang entspricht weitgehend dem mit dem senderseitigen Filter durchgeführten
Vorgang. Die Übertragungskennlinie des Filters ist durch die inverse Fourrier-Transformation definiert,
wie sie durch die Kurve in Fig.4c dargestellt ist. Diese
Kurve ist durch die Koeffizienten Ao, Au A3, A5 definiert.
Das Filter Fi unterscheidet sich jedoch von dem
senderseitig angebrachten Filter, dem die Kodegruppen mit einer Frequenz von 16 000 pro Sekunde zugeführt
werden, welche Kodegruppen einerseits ungeradzahlig, wie ... Ss, S3, Si, S-i, S_3, S-5 ... und andererseits
geradzahlig, wie ... Si, S2, So, S_2, S_4... sind, und zwar
dadurch, daß das Filter Fi die Kodegruppen mit einer
Frequenz von 8000 pro Sekunde empfängt, d. h. lediglich ungeradzahlige Kodegruppen, wie S5, S3, Si, S_i, S-3,
S-5 deren Auftrittszeitpunkte in Fig. 2b angegeben sind. Daraus folgt, daß die mit dem Filter Fi zu
erzielende Funktion, die nach dem oben angeführten Buch von K u ο und Kaiser die allgemeine Form:
Ί'="Σ An(Sn + S-J
Il (I
aufweist, bei Verwendung von drei Koeffizienten A\, As, /^gleich:
S5A5
S1A1
S-sA3 + S-5A5
Der Term AoSo. der beim senderseitig angebrachten
Filter vorhanden war, ist hier verschwunden, weil S0 = Oist.
Die zur Verwirklichung des Filters Fi verwendete
Vorrichtung entspricht weitgehend der zur Verwirklichung des senderscitigen Filters verwendeten Vorrichtung,
die in Fig.3 dargestellt ist. Die Vorrichtung zur Verwirklichung des Filters Fi unterscheidet sich jedoch
dadurch, daß weder die Vorrichtung 10 zum Trennen der geradzahligen und ungeradzahligen Kodegruppen,
noch der Vervielfacher 14 und der daran angeschlossene Speicher 15 verwendet werden.
Das Filter Fi wirkt derart, daß jeweils zu den
Zeitpunkten, zu denen am Eingang Kodegruppen auftreten, der oben für das sendeseitige Filter bereits
beschriebene Vorgang eingeleitet wird, d. h. die Vervielfachung der dem Eingang zugeführten Kodegruppen
mit den Koeffizienten Au A3, A5 und das
Einschreiben des Resultates dieser Vervielfachungen in die Register zuzüglich des Inhalts jedes vorangehenden
Registers. Wenn nur sechs aufeinanderfolgende dem Eingang des Filters zugeführte Kodegruppen S5, Sj, Si,
S-i, S_3, S-5 betrachtet werden, fängt die Berechnung
zii dem Zeitpunkt /5 an und befindet sich das gewünschte
Resultat Φ« nach dem Zeitpunkt f-5 im Register Rt.
Diese Kodegruppe mit dem Wert Φ« stellt eine zu dem
Zeitpunkt t =- 0 interpolierte Kodegruppe dar, die in
der Zeit in einem gleichen Abstand von den Zeitpunkten fi und /_i liegt, wobei die Interpolation unter Berücksichtigung
der passierten Kodegruppen Ss, Sj, Si und der
nach dem Zeitpunkt fo noch einzutreffenden Kodegruppen
S_i, S-j, S-5 durchgeführt wird. Es ist einleuchtend,
daß die Kodegruppe Φ« erst nach dem Zeitpunkt r_ 5, zu
dem die Kodegruppe S-? dem Filter zugeführt wird, erhalten werden kann. Die Kodegruppen Φ« treten am
jo Ausgang des Filters Fi mit einer Frequenz von 8000 pro
Sekunde auf und haben je eine Dauer von 62,5 usek, was der Hälfte der Dauer einer dem Eingang des Filters
zugeführten Kodegruppe entspricht.
Um die am Ausgang des Filters Fi auftretenden
]5 Kodegruppen mit dem Wert Φκ zwischen die dem
Eingang des Filters zugeführten Kodegruppen einfügen zu können, soll die Zeitdauer berücksichtigt werden, die
die Durchführung der Berechnung dieser Kodegruppen Φ« in Anspruch nimmt. Wenn nach dem Ausführungsbeispiel
Φ« für die zum Zeitpunkt 1 = 0 interpolierte
Kodegruppe repräsentativ ist, wird der Wert Φ« erst
eine Halbperiode nach dem Zeitpunkt t-% d. h. mit einer
Verzögerung gleich dem Dreifachen der Dauer einer dem Eingang des Filters zugeführten Kodegruppe
(375 μ$ε^, am Ausgang des Filters auftreten. Der
Verzögerungskreis 19 dient zum Einführen dieser Verzögerung und ermöglicht es daher, die am Eingang
des Filters auftretenden Kodegruppen zu den richtigen Zeitpunkten zwischen die am Ausgang des Filters
auftretenden Kodegruppen einzufügen.
Das Filter F2 der Fig.4 vollführt die gleichen
Bearbeitungen wie das Filter Fi; dieses Filter ist auf gleiche Weise ausgebildet. Die Koeffizienten der
inversen Fourier-Transformation dieses Filiers F>
T5 werden mit Hilfe der Übertragungskennlinie des ganzen
empfangsseitig angebrachten Filters (F\ und Fi) bestimmt.
Das Filter F2 liefert 16 000 Kodegruppen pro
Sekunde, was nach Zwischenfügung der dem Eingang des Filters zugeführten Kodegruppen eine Reihenfolge
ho von 32 000 Kodegruppen pro Sekunde ergibt.
Es ist einleuchtend, daß das empfangsseitig angebrachte Filter, weil es aus zwei Filtern Fi und F2
aufgebaut ist, die je für sich auf gleiche Weise wie das senderseilige Filter ausgebildet sind, sich gleich wie das
letztere Filter leicht zur serienmäßigen Integration (large-scale integration) eignet.
Die Dekodiervorrichtung 8 der F i g. 1 besteht bei der
beschriebenen Ausführuiigsform des Systems nach der
Erfindung aus einer Dekodiervorrichtung, die auf Impulsdichteänderungen anspricht. Diese Art Dekodiervorrichtung
hat den Vorteil, daß sie sich serienmäßig integrieren läßt, nur mit Ausnahme des Analogteiles,
der dabei durch einen einzigen Integrator gebildet wird, ϊ der mit zwei Zeitkonstanten wirkt und der das
ursprüngliche Analogsignal liefert. Diese Dekodiervorrichtung weist außerdem den Vorteil auf, daß sie mit der
gleichen genormten Frequenz wie die Kodiervorrichtung, und zwar mit einer Taktfrequenz von 2048 kHz, m
arbeitet.
Die dem Eingang der Dekodiervorrichtung zugeführten Kodegruppen werden im dargestellten Ausführungsbeispiel
von einer Vorrichtung 7 nach F i g. 1 geliefert, die die Impulskodemodulation dadurch in r,
Deltaimpulskodemodulation umwandelt, daß aufeinanderfolgende Kodegruppen voneinander subtrahiert
werden. Dies sind Kodegruppen, die mit einer Frequenz von 32 000 pro Sekunde auftreten und die aus 12 »Bits«
in Reihe bestehen, von denen eines das Vorzeichen angibt.
Im Digitalteil der Dekodiervorrichtung werden die sechs »Bits« geringen Gewichts und die sechs »Bits«
größeren Gewichtes jeder zugeführten Kodegruppe gleichzeitig in zwei unabhängige in der Dichte 2>
modulierte Impulsreihen umgewandelt.
Fig. 5 zeigt blockschematisch die Vorrichtung, die zur Umwandlung einer der beiden Gruppen von sechs
»Bits« in eine in der Dichte modulierte Impulsreihe verwendet wird. Diese Vorrichtung enthält sechs jo
Inhibitorspeichcr Mi, M2, Ms, M.-., M<, und M6, die je ein
»Bit« speichern können; sechs UND-Gatter Pi, P2, Pt...
Pb; ein ODER-Gattcr P7; und schließlich ein bistabile^
Element D, das die Impulsreihe Sund ihr Komplement S zur Steuerung des mit zwei Zeitkonstanten wirkenden r,
Integrators liefert.
Den erwähnten UND-Gattern werden die in Fig. 6 mit FFi, FF2, FFj ... FFb bezeichneten Signale zugeführt,
die mit Hilfe eines (nicht dargestellten) Digitalzählers erzeugt werden, der aus sechs bistabilen Elementen
besteht, wobei dem ersten dieser Elemente die in F i g. 8 mit H bezeichneten Taktimpulse mit einer Frequenz
von 2048 kHz zugeführt werden. Die UND-Gatter werden von diesen Signalen derart gesteuert, daß sie die
nachstehenden logischen Bearbeitungen vollführen:
P, = FF,;
P2 = FF1- FFr,
ft - FF1- FF2- FFy, .()
P, = FFi · FF2 ■ FF3 ■ FF,;
P5 = FF1 ■ FF2 ■ FFi ■ FF, ■ FF5;
Pb = FFi ■ FF2 ■ FFi ■ FF, ■ FFi FFb.
Vy
In Fig.6 sind die infolge der erwähnten logischen
Bearbeitungen an den Ausgängen der respektiven UND-Gatter auftretenden Signale mit Pi, P2, Pj ... Pb
bezeichnet. Diesen Signalen, die während der Periode Θ, die 64 Taktimpulsperioden umfaßt oder aber 31,75 jtsck ,,n
dauert, auftreten, werden nun die Gewichte 32-16-8-4-2 bzw. -1 zugewiesen. Die erwähnten Signale P], P2, P1...
Ph treten nur dann an den Ausgängen der UND-Gatter auf. wenn diese kein Inhibitorsignal aus den an die
respektiven Eingänge der UND-Gatter angcschlosse- hr>
nen Inhibitorspeichern /Wi, M2, Mi... Mb empfangen.
Aus den Fig.5 und 6 ist deutlich ersichtlich, daß,
wenn die sechs »Bits«, die in die: Inhibitorspeichcr Mi,
M2, M]... Mt1 eingeschrieben werden, im Takt von I/Θ,
d. h. im Takt, mit dem die Kodegruppen der Dekodiervorrichtung zugeführt werden bzw. an einem
Eingang der UND-Gatter auftreten, am Ausgang der ODER-Gatter Pi eine Impulsreihe auftritt, deren
Gesamtdauer während der Periode θ für den Wert der zu dekodierenden aus sechs »Bits« bestehenden Gruppe
repräsentativ ist.
Die Impulse dieser Impulsreihe sind üb .-die Periode
Θ symmetrisch in bezug auf die Mitte der Periode verteilt. Das bistabile Element D, das mit einer
Taktfrequenz von 2048 kHz gesteuert wird, bewirkt, daß die Phase der am Ausgang des ODER-Gatters Pj
auftretende Impulse wiederhergestellt wird, und liefert die Signale S und S, die dem Integrator zugeführt
werden.
Die in Fig.5 dargestellte Vorrichtung wandelt z. B.
die sechs »Bits« geringen Gewicht·-, in Zeitdauer um. Die
Umwandlung der Gruppe von sechs »Bits« großen Gewichts erfolgt zu gleicher Zeit mit Hilfe einer auf
entsprechende Weise ausgebildeten Vorrichtung. Dabei wird für diese beiden Vorrichtungen dieselbe aus sechs
bistabilen Elementen aufgebaute Zählvorrichtung verwendet, so daß schließlich zwei unabhängige in der
Dichte modulierte Impulsreihen S\ für die sechs »Bits« geringen Gewichts bzw. S2 für die sechs »Bits« großen
Gewichts erhalten werden.
Oben wurde bereits bemerkt, daß die Vorrichtung 7 nach F 1 g. I, die die !mpulskodemodulation dadurch in
Deltaimpulskodemodulation umwandelt, daß aufeinanderfolgende Kodegruppen voneinander subtrahiert
werden, aus 12 »Bits« bestehende Kodegruppen liefert,
von denen ein »Bit« das Vorzeichen angibt. Nach der oben beschriebenen Umwandlung in Zeitdauer werden
diese Kodegruppen durch Zusatz der Binärzahl 100000100000 in ihre Absolutwerte umgewandelt, so
daß die Nullage der Dekodiervorrichtung (Eingangssignal 0) sich, gleich wie bei der Kodiervorrichtung, in der
Mitte des linearen Gebietes befindet.
Die Dekodiervorrichtung ist linear, wenn nur die Vorrichtung, die die sechs »Bits« geringen Gewichts
umwandelt, wirksam ist. Für schwache Signale, deren Spitze-Spitze-Amplitude nicht größer als die Summe
der sechs »Bits« geringen Gewichts ist, ist die Umwandlung in Zeitdauer also linear. _ _
Die Signale Si und S2 und ihre Komplemente Si und S2
werden, wie aus Fig. 7 ersichtlich ist, Schaltern Ci und
C2 zugeführt, die in Abhängigkeit von diesen Signalen
entweder die Spannung — Vr oder die Spannung + Vr
dem Eingang des mit zwei Zeitkonstanten arbeitenden Integrators zuführen.
Fig.8 zeigt die Diagramme der Signale, die am Ausgang des Integrators auftreten, wenn dem Eingang
der Dekodiervorrichtung ein Signal mit der Amplitude 0 zugeführt wird. Das Diagramm jizeigt das Signal, das an
dem zu den »Bits« großen Gewichts gehörigen Ausgang, und das Signal, das an dem zu den »Bits«
geringeren Gewichts gehörigen Ausgang des ODER-Gatters auftritt. Das Diagramm b_ zeigt das Signal, das
infolge der »Bits« großen Gewichts am Ausgang des Integrators auftritt. Das Diagramm c_ zeigt das
Ausgangssignal, das infolge der >-Bits« geringeren
Gewichts auftritt (Amplitude H/64, wobei // die Spitze-Spitze-Amplitude ist). Das Diagramm dzeigt die
Summe dieser Signale; dieses Summensigna! hat einen konstanten Mittelwert während eines Intervalls von
3l,25/nsek;diescr Mittelwert wird durch Einstellung des Wertes der SDannunu + V, in bezug auf — V, auf Null
gebracht. Dabei folgt die Spannung + Vr sklavenartig
der Spannung — Vr unter Zuhilfenahme eines Operationsverstärkers
und einer Widerstandsbrücke, mit der die Werte von + Vr derart eingestellt werden können,
daß die Ausgangsspannung des Integrators beim Fehlen eines Signals am Eingang der Dekodiervorrichtung
einen Mittelwert von 0 V annimmt. Auf diese Weise werden die Einschalterscheinungen und die Vorspannung
des Operationsverstärkers ausgeglichen. Der Integrator ist mit einem Kondensator C versehen, der
von einem Widerstand r_ überbrückt ist, der eine automatische Stabilisierung des Mittelwertes des
Niederfrequenz-Ausgangssignals des Integrators bewirkt.
Das System nach der Erfindung hat den Vorteil, daß
die üblichen Eingangs- und Ausgangsfiiter — abgesehen
von einem einzigen /?C-Netzwerk — völlig fortgelassen
werden können und daß das ganze System sich zur serienmäßigen Integration eignet. Die beschriebene
Ausführungsform weist außerdem den Vorteil auf, daß die für den betreffenden Zweck vorteilhaftete Technik
verwendet werden kann, d. h. die Technik, bei der die sogenannte 4-Phasenlogik benutzt wird, wobei Feldeffekttranisstoren
mit gesonderten Gattern Anwendung κι finden können und wobei, indem die »Bits<* jeder
Kodegruppe in Reihe zugeführt werden, nur eine Mindestzahl Ausgänge erforderlich ist, was besonders
günstig ist, weil sich Ausgänge schwer erzielen lassen und somit den Selbstkostenpreis steigern.
Hierzu 5 Blatt Zeichnungen
Claims (1)
1. System zur Übertragung analoger Signale mittels Pulscodemodulation mit einem Sender und
einem Empfänger, wobei die gebildeten Pulscodegruppen, die vom Sender zum Empfänger übertragen
werden, mit einer vorbestimmten Übertragungsfrequenz fa auftreten, welcher Sender mit den
nachfolgenden Elementen versehen ist:
Abtast- und Codiermittel, denen das genannte analoge Signal zugeführt wird;
Mittel zum Erzeugen erster Abtastimpulse, die den Abtast- und Codiermitteln zugeführt werden;
Mittel zum Erzeugen erster Abtastimpulse, die den Abtast- und Codiermitteln zugeführt werden;
ein Tiefpaß-Digitalfilter, dessen Eingang mit dem Ausgang der genannten Ablast- und Codiermittel
gekoppelt ist und dessen Grenzfrequenz höchstens der Hälfte ( 5 J1A der genannten
Übertragungsfrequenz entspricht;
und der Empfänger mit den nachfolgenden Elementen versehen ist:
und der Empfänger mit den nachfolgenden Elementen versehen ist:
eine Decodieranordnung zum Erzeugen des ursprünglichen analogen Signals-,
Mittel zum Empfangen der übertragenen Pulscodegruppen, deren Ausgang mit dem Eingang der Decodieranordnung gekoppelt ist,
Mittel zum Empfangen der übertragenen Pulscodegruppen, deren Ausgang mit dem Eingang der Decodieranordnung gekoppelt ist,
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
FR6926970A FR2055908A5 (de) | 1969-08-06 | 1969-08-06 |
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---|---|
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Family Applications (1)
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NL (1) | NL7011322A (de) |
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Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
AT378293B (de) * | 1982-06-24 | 1985-07-10 | Siemens Ag Oesterreich | System zur uebertragung abgetasteter niederfrequenter analogsignale |
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NL180369C (nl) | 1977-04-04 | 1987-02-02 | Philips Nv | Inrichting voor het omzetten van discrete signalen in een discreet enkelzijband frequentie-multiplex-signaal en omgekeerd. |
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-
1970
- 1970-07-31 CA CA089,675,A patent/CA950971A/en not_active Expired
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- 1970-08-06 JP JP6838470A patent/JPS4940361B1/ja active Pending
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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AT378293B (de) * | 1982-06-24 | 1985-07-10 | Siemens Ag Oesterreich | System zur uebertragung abgetasteter niederfrequenter analogsignale |
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GB1319628A (en) | 1973-06-06 |
SE366446B (de) | 1974-04-22 |
CH532342A (de) | 1972-12-31 |
BE754408A (nl) | 1971-02-04 |
JPS4940361B1 (de) | 1974-11-01 |
FR2055908A5 (de) | 1971-05-14 |
NL7011322A (de) | 1971-02-09 |
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