DE2908588C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur automatischen Entzerrung in binären Übertragungsstrecken mit konstantem Einheitszeitintervall, bestehend aus einem variablen Entzerrungsnetzwerk und einer Regelschleife.

Zur automatischen Entzerrung der Übertragungscharakteristik einer Übertragungsstrecke verwendet man Entzerrer, deren Übergangsfunktion so gewählt ist, daß ein Signal, das erst die Übertragungsstrecke und dann den Entzerrer durchläuft, ein ebenes Amplitudenverhalten und ein lineares Phasenverhalten im besetzten Frequenzband aufweist. Automatisch nennt man eine Entzerrung dann, wenn ihre Übertragungsfunktion variabel ist und an die unvollkommen bekannten und variablen Übertragungskennwerte einer Strecke angepaßt werden kann. Eine solche Übertragungsstrecke wird beispielsweise durch eine über Vermittlungsanlagen verlaufende Telefonstrecke gebildet.

Die Erfindung bezieht sich insbesondere auf solche automatische Entzerrer, deren Übertragungsfunktion nur von einem einzigen Parameter abhängt, dessen Wert durch gewisse Kennwerte des entzerrten Signals bestimmt wird.

Derartige Entzerrer werden insbesondere in digitalen Übertragungsstrecken über Kabel mit Signalregenerierverstärkern verwendet, um unterschiedliche Längen des Kabels zu berücksichtigen. Aus der FR-PS 21 28 152 ist beispielsweise ein variables Entzerrungsnetz bekannt, das mit Hilfe einer Gleichspannung eingestellt wird, die vom Spitzenwert des entzerrten Signals abhängt.

Aus dem Buch "Nachrichtenübertragung" von H. Wolf, Springer Verlag 1974, S. 111 bis 123 ist es im Zusammenhang mit der Übertragung durch lineare Systeme bekannt, daß die Autokorrelationsfunktion ein Gütemaß darstellt.

Weiter ist aus der Zeitschrift IEEE Transactions on Communication Technology Vol COM 18, Feb. 1970, Seiten 5 bis 12 ein adaptiver Entzerrer bekannt, für dessen Einstellung kreuzkorrelierte Signumsfunktionen Verwendung finden.

Aufgabe der Erfindung ist es, einen automatischen Entzerrer für synchrone Binärübertragung anzugeben, der einfach aufgebaut ist und sich in weiten Bereichen an unterschiedliche Parameter anpassen läßt.

Dieses Ziel wird durch die Schaltungsanordnung mit den Merkmalen des Anspruchs 1 erreicht.

Bezüglich von Merkmalen bevorzugter Ausführungsformen der Erfindung wird auf die Unteransprüche verwiesen.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand zweier Ausführungsbeispiele mit Hilfe der Zeichnungen erläutert.

Fig. 1 und 2 zeigen je das Schaltschema einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, und

Fig. 3 und 4 zeigen Betriebsdiagramme dieser Schaltungsanordnungen.

Die Schaltungsanordnung 1 in Fig. 1 zur automatischen Entzerrung besitzt einen Eingang 2, der an den Ausgang einer synchronen Binärübertragungsstrecke 3 angeschlossen ist. Am Ausgang 4 der Schaltungsanordnung 1 ist das entzerrte Übertragungssignal abgreifbar. Zwischen Eingang und Ausgang der Schaltungsanordnung befinden sich ein einstellbares Entzerrungsnetz 10 sowie eine Regelschleife.

Das einstellbare Entzerrungsnetz 10 besitzt einen Stelleingang 5 für die Einstellung der Übertragungsfunktion.

Solche Entzerrungsnetze sind an sich bekannt, und ihre Übertragungsfunktion kann an die Übertragungsfunktion der Übertragungsstrecke bezüglich eines Regelparameters angepaßt werden, dessen Wert von den Verzerrungen des entzerrten Signals abhängt.

Ein Beispiel eines solchen Netzes ist in der oben erwähnten FR-PS beschrieben. Im vorliegenden Fall genügt es zu wissen, daß eine Vergrößerung des Regelparameterwerts eine Vergrößerung der Bandbreite des entzerrten Signals bewirkt und umgekehrt, so daß der Wert des Regelsignals mit den Verzerrungen des entzerrten Signals zunehmen muß.

Die Regelschleife, die den Ausgang des Entzerrungsnetzes 10 mit dem Regeleingang dieses Netzes verbindet, besitzt ein Vorverzerrungsfilter 20 sowie einen Vorzeichenkoinzidenz-Autokorrelator 30, dem ein Korrekturschaltkreis zur Sicherung der Regelstabilität nachgeschaltet ist. Dieser Autokorrelator besitzt einen eingangsseitigen Binärbegrenzer 12, einen Binäraddierer 14, dessen einer Eingang direkt und dessen anderer Eingang über ein Verzögerungsglied 13 mit dem Ausgang des Begrenzers 12 verbunden ist, zwei Integratoren 15 und 16, von denen einer direkt und der andere über einen logischen Inverter 17 mit dem Ausgang des Addierkreises 14 verbunden ist, sowie einen Differentialverstärker 18, dessen Eingänge mit den Ausgängen der Integratoren 15 und 16 verbunden sind.

Das logische Signal u₁(t) am Ausgang des Begrenzers 12 zeigt den logischen Wert 1, solange sein Eingangssignal positive Polarität besitzt, und ansonsten den Wert 0. Das Verzögerungsglied 13 besitzt eine Verzögerungszeit τ. Der Addierkreis 14, der als Exklusiv-ODER-Glied wirkt, liefert ein Ausgangssignal q(t) an den Integrator 15, dessen Integrationskonstante t 1 ist und dessen Ausgangssignal Q(t) durch folgende Formel ausgedrückt werden kann:

Außerdem wird das Signal q(t) nach Komplementierung im Inverter 17 an den Integrator 16 angelegt, dessen Integrationskonstante der des Integrators 15 gleicht. Dieser Integrator 16 liefert ein Signal (t) der folgenden Form:

Die Signale Q(t) und (t) sind untereinander durch folgende Beziehung verbunden:

(t) = 1 - Q(t)

Der Differentialverstärker 18 liefert ein Signal r(t)

r(t) = (t) - Q(t) = 1 - 2 Q(t) (1)

Fig. 2 entspricht bis auf den inneren Aufbau des Autokorrelators der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1, was durch dieselben Bezugszeichen, ergänzt durch einen Strich, symbolisiert wird. Der Autokorrelator 30′ aus Fig. 2 besitzt einen eingangsseitigen Binärbegrenzer 21, einen Multiplizierkreis 22, dessen einer Eingang direkt und dessen anderer Eingang über ein Verzögerungsglied 23 mit dem Ausgang des Begrenzers 21 verbunden ist, sowie einen Integrator 25, der die Ausgangssignale p(t) des Multiplizierkreises 22 integriert und das Ausgangssignal P(t) des Autokorrelators bildet. Das Ausgangssignal u 2(t) des Begrenzers 21 zeigt den binären Wert +1, solange das Eingangssignal s(t) positive Polarität besitzt, und ansonsten den Wert -1. Die Verzögerungszeit τ des Verzögerungsglieds 23 ist dieselbe wie die Verzögerungszeit des Verzögerungsgliedes 13.

Das Ausgangssignal p(t) des Multiplizierkreises 22 ist mit dem Ausgangssignal q(t) des Exklusiv-ODER-Gliedes 14 in Fig. 1 durch folgende Beziehung verknüpft:

p(t) = 1 - 2q(t)

Der Integrator 25 mit seiner Integrationskonstante t 1 liefert ein Ausgangssignal P(t) der folgenden Form

Die Signale P(t) und Q(t) sind durch die gleiche Beziehung wie die entsprechenden Augenblickswerte miteinander verbunden:

P(t) = 1 - 2 Q(t)

Aus der Gleichung (1) ergibt sich, daß die Autokorrelatoren der Fig. 1 und 2 dasselbe Ausgangssignal liefern, das nachfolgend P(t) genannt wird.

Da die Verzögerungsglieder 13 und 23 nur Binärsignale zu verarbeiten haben, können sie als Schieberegister mit n Registerstufen und einem Schiebetakt n/τ ausgebildet sein, wobei n als Kompromiß zwischen dem Preis für das Register und der Genauigkeit des Autokorrelators gewählt wird.

Die Integratoren 15, 16 und 25 können als Tiefpaßfilter mit einer Zeitkonstante t 1 ausgebildet sein.

Die Vorverzerrungsfilter 20, 20′ liefern eine Verzerrung, die wenigstens teilweise durch die Entzerrungsnetze 10 und 10′ korrigiert werden kann. Sie simulieren vorzugsweise eine gewisse Länge der verwendeten Übertragungsstrecke. Im Fall einer Übertragungsstrecke, die sich wie ein Tiefpaßfilter verhält, können die Vorverzerrungsfilter ebenfalls als Tiefpaßfilter mit einer Grenzfrequenz von 1/4T ausgebildet sein, wobei T das Einheitsintervall der betrachteten synchronen Binärübertragung ist.

Die Korrekturkreise 19 und 19′, die die Stabilität der Regelung sicherstellen sollen, können ebenfalls von Tiefpaßfiltern gebildet werden.

Die Schaltungsanordnungen gemäß Fig. 1 und Fig. 2 arbeiten besonders zufriedenstellend, wenn die Verzögerungszeit der Verzögerungsglieder 13 und 23 gleich einem ganzzahligen Vielfachen des Einheitszeitintervalls der synchronen Binärübertragung gewählt ist und wenn die Integrationszeit t 1 groß in bezug auf dieses Einheitsintervall gewählt wird.

Man kann diese Eigenschaft dadurch erklären, daß das vom Regelkreis für die Einstellung des Entzerrers 10, 10′ gelieferte Signal ein wesentlich genaueres Bild der linearen Verzerrung des entzerrten Signals bietet als die in bekannten Schaltungsanordnungen zur automatischen Entzerrung verwendeten Regelgrößen.

Bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist das Ausgangssignal des Autokorrelators ein Bild für die Abweichungen zwischen dem Abstand zweier Nulldurchgänge des Signals s(t) und dem Einheitszeitintervall T, und diese Abweichungen sind besonders empfindlich gegenüber linearen Verzerrungen des synchronen Übertragungssignals.

Es sei T′ der Abstand zwischen zwei aufeinanderfolgenden Nulldurchgängen des Signals s(t). Nimmt man als Zeitursprung einen solchen Nulldurchgang, so läßt sich das am Eingang des Begrenzers 21 vorliegende Signal folgendermaßen beschreiben

Das Signal u 2(t) am Ausgang des Begrenzers 21 hat die folgende Form

wobei sgn "Vorzeichen von" bedeutet.

Wenn der Wert τ der durch das Verzögerungsglied 23 eingeführten Verzögerung gleich T gewählt wird, dann liegen am Multiplikator 22 die Signale an

Das Ausgangssignal p(t) des Multiplikators 22 ist dann gleich

Der Klammerausdruck ist stets negativ, solange T gleich T′ ist, mit Ausnahme von diskreten Zeitpunkten t, derart, daß

Zu diesen Zeitpunkten ist der Klammerausdruck 0. Außerhalb dieser Zeitpunkte ist

p(t) = -1.

Daraus folgt, daß der Mittelwert p′(t) des Signals p(t) über eine beliebige Zeitspanne betrachtet gleich -1 ist. In ähnlicher Weise läßt sich nachweisen, daß für T/T′ = 0 und T/T′ = 2 der mittlere Wert p′(t) des Signals p(t) gleich +1 ist.

Für Zwischenwerte von T/T′ ist p(t) eine periodische Funktion mit der Periode T′, so daß der Mittelwert p′(t) für eine Dauer berechnet werden kann, die ein ganzzahliges Vielfaches von T′ ist und insbesondere für die Dauer T′ selbst. Für den Bereich von 0 bis 1 und den Bereich von 1 bis 2 des Quotienten T/T′ ist der Klammerausdruck zeitweilig positiv und p′(t) ist größer als -1. Man kann zeigen, daß p′(t) linear von -1 nach +1 anwächst, wenn der Quotient T/T′ von 1 nach 0 und von 1 nach 2 variiert.

Die dargestellten Überlegungen bleiben auch in dem Fall anwendbar, in dem die Zeitintervalle zwischen zwei aufeinanderfolgenden Nulldurchgängen des Eingangssignals s(t) während der ganzen Integrationszeit t 1 konstant und gleich dem Wert T′ sind. Das Signal P(t) zeigt dann dieselbe Abhängigkeit vom Quotienten T/T′ wie oben dargelegt.

Fig. 3 zeigt zum einen die Abhängigkeit des Signals p′(t) vom Quotienten T/T′ für den Fall, daß T′ als der Abstand zwischen zwei aufeinanderfolgenden Nulldurchgängen des Eingangssignals s(t) bezeichnet wird, und zum anderen die Abhängigkeit des Signals P(t) von diesem Quotienten in dem Fall, daß T′ als der Abstand zwischen zwei aufeinanderfolgenden Nulldurchgängen des Eingangssignals s(t) bezeichnet wird, wobei während der Integrationsdauer t 1 diese Abstände konstant sind.

Aus Fig. 3 entnimmt man, daß das Signal p′(t) nur dann seinen Mindestwert zeigt, wenn T = T′, und daß dieser Wert vom Vorzeichen der Abweichung zwischen T und T′ unabhängig ist. Da die Integrationsdauer t 1 gegenüber den Einheitszeichenintervallen T groß gewählt ist, gelten diese Eigenschaften auch für das Signal P(t). Letzteres zeigt also nur dann seinen Mindestwert, wenn die Zeitabstände T′ zwischen zwei aufeinanderfolgenden Nulldurchgängen des Eingangssignals s(t) jeweils direkt gleich T sind. Der Abstand des Signals P(t) bezüglich dieses Mindestwerts ist also absolut gesehen ein Maß für die Abweichungen der Zeitabstände T′ bezüglich des Einheitsintervalls T oder, einfacher ausgedrückt, für die Regelmäßigkeit der Nulldurchgänge des Eingangssignals s(t).

Die Dauer des Abstands zwischen zwei aufeinanderfolgenden Nulldurchgängen eines synchronen Binärsignals ist besonders empfindlich gegenüber linearen Verzerrungen. Dies läßt sich rechnerisch zeigen unter der vereinfachenden Annahme, daß die Übertragungsstrecke und das Entzerrungsnetz als ein ideales Tiefpaßfilter mit rechteckförmigem Spektrum betrachtet wird, dessen Grenzfrequenz 1/2T″ ist und daß das Sendesignals f(t) ein einzelner Impuls mit rechteckförmigem Spektrum der Breite 1/2T ist.

Das Impulsverhälten h(t) der Übertragungsstrecke und des Entzerrungsnetzes hat dann die Form

wobei K₁ eine Konstante ist.

Das Sendesignal f(t) hat die Form

wobei K₂ eine Konstante ist.

Das daraus am Ausgang des Entzerrungsnetzes erhaltene Signal g(t) ist gleich der Verknüpfung der Funktion h(t) mit dem Signal f(t).

daraus ergibt sich

wobei c der kleinere der beiden Werte und ist.

Dieser Ausdruck zeigt, daß das erhaltene Signal g(t) dem Sendesignal gleicht, wenn T″ kleiner oder gleich T ist. In diesem Fall ist die Entzerrung vollkommen und der Abstand der Nulldurchgänge hinter dem Entzerrer ist gleich dem Einheitsintervall T. Wenn dagegen T″ größer als T ist, dann ergibt sich eine Verzerrung, da das Signal einen Teil der höheren Frequenzen seines Spektrums verliert. Der Abstand der Nulldurchgänge wird dadurch verändert und wird zu T″.

Bleibt man bei der vorstehenden Annahme und übersieht man das Vorverzerrungsfilter 20, 20′, so erhält man am Ausgang des Autokorrelators 30, 30′ ein Signal P(t), das seinen Mindestwert anzeigt, solange die Grenzfrequenz 1/2T″ größer als 1/2T ist und das linear zum Höchstwert +1 ansteigt, wenn in der Integrationsperiode kein weiterer Nulldurchgang mehr erscheint. Fig. 4 zeigt in einem Diagramm die Abhängigkeit des Signals P(t) von der Grenzfrequenz 1/2T″ unter Berücksichtigung des Einheitszeitintervalls T.

Es zeigt sich also für einen einzelnen Sendeimpuls mit rechteckförmigem Spektrum und unter der Annahme, daß die Übertragungsstrecke mit dem Entzerrungsnetz ein ideales Tiefpaßfilter bildet, daß die lineare Verzerrung auf der Übertragungsstrecke die Abstände zwischen aufeinanderfolgenden Zeitintervallen des Empfangssignals beeinflußt. Dies gilt auch, wenn die Übertragungsstrecke ein reelles Filter ist und wenn das Sendesignal ein synchrones Binärsignal mit Einheitszeitintervall T ist und eine beliebige Aufeinanderfolge von Elementarimpulsen mit beliebigem Spektrum besitzt. Es läßt sich außerdem zeigen, daß die linearen Verzerrungen einen kumulativen Effekt auf die Abweichungen absolut gesehen zwischen den Einheitszeitintervallen und den Abständen zwischen zwei benachbarten Nulldurchgängen des Empfangssignals besitzen. Dies gilt auch, wenn die Übertragungsstrecke keine Amplitudenverzerrung, sondern eine Laufzeit- Verzerrung bezüglich eines Teils des übertragenen Frequenzspektrums bewirkt.

Das Vorverzerrungsfilter 20, 20′ umgeht die Schwierigkeit, die sich bei einer Regelung auf einen Extremwert des Signals P(t) ergibt, und führt zu einem Regelsignal, dessen Vorzeichen sich ändert, wenn der automatische Entzerrer 1 von seiner optimalen Regelung abweicht. Dieses Filter hat also die Aufgabe, wenn die Schaltungsanordnung 1, 1′ genau die Übertragungsstrecke kompensiert, den Abstand zwischen zwei aufeinanderfolgenden Nulldurchgängen des an den Autokorrelator angelegten Signals zu verändern, so daß das Signal P(t) den Wert 0 annimmt. Wie Fig. 4 zeigt, kann dieses Filter als Tiefpaßfilter mit einer Grenzfrequenz gleich 1/4T ausgebildet sein. Damit das Signal P(t) zu beiden Seiten seines Nullwerts sich entwickeln kann, ist es notwendig, das einstellbare Entzerrungsnetz 10, 10′ so auszubilden, daß es mindestens teilweise die Wirkung des Vorverzerrungsfilters 20, 20′ aufhebt. Letzteres darf also keine zu scharfe Grenzfrequenz besitzen.

Im Rahmen der Erfindung können in den Autokorrelatoren auch Verzögerungsglieder 13, 23 verwendet werden, deren Verzögerungszeit ein ganzzahliges Vielfaches des Einheitsintervalls beträgt.

Claims (4)

1. Schaltungsanordnung zur automatischen Entzerrung in binären Übertragungsstrecken mit konstantem Einheits-Zeitintervall, bestehend aus einem variablen Entzerrungsnetz und einer Regelschleife, dadurch gekennzeichnet, daß die Regelschleife einen Vorzeichenkoinzidenz-Autokorrelator (30, 30′) aufweist, der zwei um ein ganzzahliges Vielfaches des Einheitsintervalls (T) gegeneinander verzögerte Fassungen des entzerrten Signals miteinander vergleicht, und ein Vorverzerrungsfilter (20, 20′), das zwischen dem Entzerrungsnetz (10, 10′) und dem Eingang des Autokorrelators (30, 30′) angeordnet ist, wodurch sich beim Durchgang durch die optimale Einstellung des Entzerrungsnetzes das Vorzeichen des Entzerrungsnetzes ändert.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Vorverzerrungsfilter (20, 20′) ein Tiefpaßfilter ist, dessen Grenzfrequenz 1/4T ist, wobei T die Dauer des Einheitsintervalls ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Autokorrelator (30) einen eingangsseitigen Binärbegrenzer (12), der einen Binärwert +1 liefert, wenn das Eingangssignal positive Polarität zeigt, und ansonsten den Wert 0 liefert, ein Exklusiv-ODER-Glied (14), dessen einer Eingang direkt und dessen anderer Eingang über ein Verzögerungsglied (13) mit dem Ausgang des Begrenzers (12) verbunden ist, zwei Integratoren (15, 16), die das Ausgangssignal des Exklusiv- ODER-Glieds (14) direkt bzw. nach Komplementierung in einem logischen Inverter (17) zugeführt erhalten, und einen Differentialverstärker (18) umfaßt, dessen Eingänge an die Ausgänge der Integratoren angeschlossen sind.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Autokorrelator (30′) einen Binärbegrenzer (21), der den Wert +1 liefert, wenn das Eingangssignal positive Polarität zeigt, und ansonsten den Wert -1 liefert, einen Multiplizierkreis (22), der einerseits direkt und andererseits über ein Verzögerungsglied (23) mit dem Ausgang des Begrenzers (21) verbunden ist, und einen Integrator (25) umfaßt, der das Ausgangssignal des Multiplizierkreises (22) zugeführt erhält und den Autokorrelator-Ausgang bildet.