CA1132218A

CA1132218A - Egaliseur automatique pour transmission numerique synchrone

Info

Publication number: CA1132218A
Application number: CA323,012A
Authority: CA
Inventors: Michel Lemoussu; Claude Cardot
Original assignee: Compagnie Industrielle de Telecommunication CIT Alcatel SA
Current assignee: Alcatel CIT SA
Priority date: 1978-03-10
Filing date: 1979-03-08
Publication date: 1982-09-21
Also published as: JPS54126408A; DE2908588A1; IE790600L; LU81019A1; NL7901888A; BE874262A; IT7967508A0; IT1118414B; FR2419618A1; JPH0127614B2; GB2016249A; US4243956A; DE2908588C2; IE48005B1; FR2419618B1; GB2016249B

Abstract

Egaliseur automatique pour transmission numérique synchrone ayant un réseau d'égalisation variable muni d'un asservissement dans lequel un autocorrélateur à coïncidence de signe effectue la corrélation entre les polarités de deux versions du signal égalisé, retardées l'une par rapport à l'autre d'un multipleentier d'une intervalle de temps unitaire.

Description

~3Z~8 L'invention est du domaine des transmissions.
L'égali~ation est la compensation des distorsions linéaires dues à une voie de transmission, Elle s'ef~ectue:au mo~en de circuits correcteurs:appelés é~aliseurs insereS dans la voie de transmission et presentant des ~onctions de trans-fert telles que la reponse globale obtenue soit plate en amplitude et lineaire en phase dans la bande de frequence .
occupée par les signaux de transmission. Un égaliseur est dit automatique lorsqu'il presente une fonction de trans-fert variable ajustée a partir du signal egalisé lui per-met-tant de s'adapter aux caractéristiques d'une voie de transmission imparfaitement connue comme c'est le cas, par exemple~ d'une voie de transmission emprun-tant les réseaux téléphoniques ou telegraphiques commutés.
La présente invention est relative plus parti-culièrement au~ égaliseurs automatiques ayant une fonction de transfert ne dépendant que d'un paramètre dont la valeur est déterminée à partir de certaines caractéristiques du signal égalisé.
Des égaliseurs automatiques de ce genre sont - utilisés dans les systèmes de transmission numerique par câbles avec repeteurs pour égaliser des longueurs variables de câbles. On peut notamment citer celui décrit dans le brevet ~rançais n2.128.152 qui comporte un réseau d'éga-lisation variable ajusté au moyen d'une tension continue dépendant de la valeur crête du signal égalise.
La présente invention a pour but un égaliseur automatique pour transmission numérique synchrone de struc-ture simple ayant une grande capacité d:'adaptation.
La présente invention a pour objet un egaliseur automatique pour transmission numerique:à inter~alle de temps unitaire constant comportant un reseau d'egalisation variable muni d'une boucle d'asservissement. Cette boucle d'asservissement comporte un autocorrelateur a colncidence de signe effectuant la correlation des polarites de deu~
versions du signal egalise retardees l'une par rapport a .,, - 1 - ~
~`

. . .

~3~Z1~3 l'autre d'un multiple entier de l'intervalle de temps uni-taire.
Cet egalis~ur:automatique comporte en outre, et cela de maniere preEerentielle, un ~iltre de prédistorsion dispose à l'entrée de l'autocorrelateur:a colncidence de signe.
D'autres caract~ristiques et a~antages de l'in-vention ressortiront des revendications jointes et de la description ci-apres de deux modes de realisation donnés à titre d'exemple. Cette description sera faite en regard du dessin dans lequel:
- les figures l et 2 sont des schémas de deux égaliseurs automatiques selon l'invention, - et les figures 3 et 4 sont des courbes illus-trant certaines caractéristiques des egaliseurs:automati-ques représentés dans les figures 1 et 2.

~3~
Chac~ne des figures 1 et 2 comporte un égaliseur automatique 1, 1' ayant une entrée de signal 2,2' connectée à la sortie d'une voie de transmis-sion numérique synchrone 3 représentée par une ligne en pointillés et une sortie de signal 4,4' sur laquelle est disponible le signal de transmission égalisé. Chaque égaliseur automatique 1,1' comporte un réseau d'égalisation variable 10,10' muni d'une boucle d'asservissement.
Les réseaux d'égalisation variable 10,10' posse~dent une entrée et une sortie de signal colncidant avec celles 2,2',4,4' des égaliseurs automati-ques 1,1' ainsi qu'une entrée 5,5' de réglage de leur fonction de transfert.
Ils sont de type connu et déterminés en Ponction du genre de voie considérée. Leur fonction de transfert variable peut être ajustée à celle de la voie de transmission effectivement utilisée au moyen d'un paramètre de réglage dont la valeur est fonction des distorsions du signal égalisé.
Un exemple détaillé en est donné dans le brevet français n2 128 ~52. Ils ne seront pas décrits davantage dans la suite de la description car ils ne font p3S partie de l'invention. On admettra simplement qu7une augmen-tation de la valeur du paramètre de réglage provoque une augmentation de la largeur de bande du signal égalisé et inversement et que par conséquent la ~leur du signal d'asservissement doit cro~tre, avec les distorsions aPPectant le signal égalisé.
Les boucles d'asservissement reliant chacune la sortie d'un réseau d'égalisation variable 10,10' à son entrée de réglage comportent un filtre de prédistorsion 20,20' suivi d'un autocorrélateur à colncidence de signe 30,30'et d'un circuit de correction 19,19' assurant la stabilité de l'asservissement.
Elles diPPèrent essentiellement par la structure de leurs autocorrélateurs à colncidence de signe qui délivrent néanmoins le même signal de sortie.
L'autocorrélateur à colncidence de signe 30 de l'égaliseur automatique 1 représenté à la figure 1 comporte :
- un limiteur absolu 12~
3 - un additionneur 14 à deux entrées chacune connectee à la sortie dù limiteur absolu 12 l'une directement, l'autre par l'intermédiaire d'un circ~Lit à retard 13, - le circuit à retard 13, - deux intégrateurs 15 et 16 connectés à la sortie de l'additionneur 14, l'un directement,llautre par l'intermédiaire d'un circuit logique inverseur 17, - le circuit logique inverseur 17, - et un amplificateur différentiel 18 dont les entrées sont connectées aux sorties des intégrateur~ 15 et 16.
Le signal s~t) appliqué sur l'entrée de l'autocorrélateur à colncidence ~l3~
de signe est reçu par le limiteur absolu 12 qui délivrs en réponse un signal logique ul(t). Ce signal logique u1(t) est~ par définition, au niveau 1 si le signal d'entrée s(t) est positif et au niveau O dans le cas contraire.
Le circuit à retard 13 reçoit le signal u1(t) et le retard d'un temps ~ , l'additionneur realise la ~onction logique "ou exclusi~". Il reçoit sur une de ses entrées le signal u1(t) issu du limiteur absolu 2 et sur l'autre le même signal retardé d~u~ t~mps ~ par le circuit à ret~rd 13. Il délivre en sortie un signal q(t) appliqué à l'intégrateur 15 dont la constante d'inté-gration est t1 et dont le ~ignal de sortie Q(t) peut être exprimé par la ~ormule : 1 t +t Q(t) ~ t ~ 1 q(t)dt (q(t) = o ou 1) J to Le signal q(t) est également appliqué, après avoir été complémenté, à l'intégrateur 16. Celui-ci à la même constante d'intégration t1 que l'inté-grateur 15 et délivre ~n signal de sortie Q(t) de la forme :

~to~t 1 Q(t) ~ t J q(t)dS
to Les signaux Q(t) et Q(t) sont liés entre eux par la formule :
Q(t) = 1 - Q(t) L'amplificateur différentiel 18 fournit en sortie un signal r(t) égal à :
(1) r(t) = Q(t) - Q(t) _ 1 - 2 Q(t) L'autocorrélateur à coïncidence de signe 30' de l'égaliseur automatique représenté à la figure 2 comporte :
- un limiteur absolu 21 disposé en entrée, - un multiplicateur 22 à deux entrées chacune connectée à la sortie du limiteur absolu 21, l'une directement, l'autre par l'intermédiaire d'un circuit à retard 23, - le circuit à retard 23~
- et un intégrateur 25 connecté à la sortie du multiplicateur 22.
Un signal s(t) appliqué à l'entrée de l'autocorrélateur à colncidence de signe est reçu par le limiteur ab2olu 21 qui délivre en sortie un 9i-~nal u2(t). Ce signal est, par définition, un signal binaire égal à +1 si s(t) est positif et à -1 dans le cas contraire. Le signal u2(t) est appliqué
sans délai sur une entrée du multiplicateur 22 et avec un délai~ sur l'autre.
Il en résulte, er; sortie du multiplicateur 22, un signal p(t) qui est lié

4 ~L~L3~

à celui q(t) de la porte logique "ou exclusif" 4 du circuit précédent par la ~or~ule :
ptt) = 1 - 2q~t) L'intégrateur 25 dont la constante de temps d'intégration est t1, délivre sur sa sortie un signal P(t) lié au signal p(t) par la formule :

~(t) _ 1 J 0 1 p(t)dt (p(t) ~1) 1 to Le~ signaux P(t) et Q(t) sont liés par la même relation que p(t) et q(t) :
P(t) 1 - 2 Q(t) On en déduit d'après la relation (1) gue les autocorrélateurs à coinci-dence de signe des égaliseurs automatiques représentés aux ~igures 1 et

2 ont le même signal de sortie P(t).
Les circuits à retard 13 et 23 qui ne traitent que des signaux binaires peuvent être réalisés à l'aide de registres à décalage comportant n bascules et fonctionnant à une ~réquence n/~ , n étant ur. nombre ertier choisi de manière à réaliser un compromis acceptable entre le prix des registres et la précision des autocorrélateurs.
Les intégrateurs 15, 16, 25 peuvent être réalisé~ à l'aide de filtres passe-bas de constante de temp~ t1.
Les filtres de prédistorsion 20, 20' utilisés dans les égaliseurQ
automatiques 1,1' représentés aux ~igures 1 et 2 doivent être tels que la distorsion qu'ils créent puisse être corrigée, au moins en partie par les reseaux d'égalisation variable 10,10'. Ils simulent avantageusement une cèrtaine longueur de la voie de transmisQion utilisée. Dans le cas d'une voie de transmission se comportant comme un filtre passe-bas ils peuvent être constitués, comme on le verra par la suite, par des filtres passe-bas ayant une fréquence de coupure égale à 1/4T (T étant l'intervalle de temps unité de la transmission numérique synchrone considérée).
Les circuits de correction 19,19' qui assurent la stabilité des asser-

3. vissements peuvent être réalisés à l'aide de filtre passe-bas.
Il a été constaté expéri~entalement que les égaliseurs automatiques décrits relativement aux figures 1 et 2 avaient des facultés d'adaptation particulièrement bonnes lorsque le retard ~ des circuits à retard 13 et 23 était choisi égal à un multiple entier de l'intervalle de temps unitaire de la transmission numérique synchrone con~idérée et que la durée d'intégra-tion t1 était prise grande devant l'intervalle de temps ~nitaireO
On peut expliquer cette propriété par le ~ait que le signal fourni ~ 5 3~
par les asserviss~tents pour le réglage des réseaux d'égalisation variable 10,10' représente d'une manière beaucoup plus exacte la distorsion linéaire affectant le signal égalisé que les signaux utilises à cette même fin dans les égali-seurs auto~tatiques de l'art antérieur.
S Pour décrire le ~onctionnement des asservissements des égaliseurs automatiques décrits relativement aux figures 1 et 2 on va montrer que, grâce à leur autocorrélateur à co1ncidence de signe, leur signal de sortie eqt représentatif des écarts entre la durée d'un intervalle de temps séparant les passages par zéro consécutifs du si~tal de sortie s(t) du filtre de prédistorsion 20,20' et la durée T, puis, grâce à un exemple simple, que ces écarts sont les premiers affectés par les distorsions linéaires subies par un signal de transmission numérique synchrone.
On considère un signal s(t) comportant des passages par zéro séparés par un intervalle de temps T~. Un exemple de signal de ce type appliqué
à l'entrée du limiteur absolu 21 du schéma de la figure 2 peut être, si l'on choisit pour origine des temps un passage par zéro de ce signal s(t) = sin ~r T

Le signal u2 (t) en sortie du limiteur absolu 21 s'exprime par 2(t) = sgn s(t) = sgn sin ~ t ~O La valeur du retard r apporté par le circuit 23 étant prise égale à T, les deux signaux appliqués au multiplicateur 22 sont alors :

sgn sir.~ T~ et sgn sinl' T~

Le signal de sortle p(t) du multiplicateur 22 est donc égal à

p(t) ~ sgn sin~ T~ sgn sin pt T,T

= sgn (sin~ T' sin~ T' ) = sgn (cos~ TT,- cos ~ T' ) L'étude de l'expression précédente montre que la parenthèse est toujours négative lorsque T est égal à T' sat~ pour les valeurs partict~ières de t telles que cos~ 2t T,T = 1 pour lesquelles elle est nulle.

``` 11~3;~

En dehors de ces valeurs partioulières de t, on a :

p(t) = ~ 1 Il en résulte qUe la valeur moyenne p'tt) dU ~ignal p(t) prise sur une durée quelconque est égale à -1.
Un raisonnement similaire à c~lui utilisé pour T/T' _ 1 montre que pour T/T' = O et T/T' = 2, la valeur moyenne p'(t) du signal p(t) est égale - à ll.
Pour des valeurs de T/T' différentes d'un nombre en.tier, p(t) est une fonction périodique de période T', la valeur moyenne p'(t) de p(t) peut de ce fait se calculer sur une durée qui est un multiple entier de T~ et en particulier sur une durée T'. Pour des valeurs non entières de TJT' com-pri~es dans les intervalles (0,1) et (1,2), la parenthèse de l'expression de p~t) est positive une partie du temps et p'(t) est supérieur à -1. On .peut montrer que p'(t) varie linéairement de -1 à ~1 lorsque le rapport T/T' varie de 1 à O et de 1 à 2.
Le calcul précédent reste valable dans lthypothèse où les intervalles d~ temps séparant les zéros congécutifs du signal d'entrée s(t) sont tou~
~gaux à la valeur T' sur le temps d'intégration t1~ supposé grand devant . l'intervalle unitaire T. Le sigpal P(t) présente dono dans cette nouvelle hypothèse les mêmes variation~ par rapport à T/T' que celles trouvées pour le si~nal p'(t) dans l'hypothèse précédente.
La figure 3 représente soit les variations du signal p'(t) en ~onction du rapport T/T' dans le cas où T' est considére comme un intervalle de te~ps separant deux zéros consécutifs du signal d'entrée s(t), soit les variations du sienal P(t) en fonction du rapport T/T' dans le cas où T' est considéré
comme la valeur de chaque intervalle de temps séparant les zéros consécutifs du signal d'entrée s(t) sur une durée t1~ lesdits intervalles de temps étant supposé Q identiques.
On déduit de la figure 3 que le signal p'(t) n'est minimal que lorsque 30 ~ T est égal à Tt et que sa valeur est indépendante du signe de ltécart entre T et T'. La durée d'intégration t1 étant grande devant l'intervalle de temps unitaire T ces propriétés sont également valablespour le signal P(t). Ce dernier n'est donc minimal que lorsque les intervalles de temps T' séparant leq zéros cor~écutiPs du signal d'entrée s(t) sont chacun directement égaux à T. L'écart du ~ignal P(t) par rapport à sa valeur minimale est représentatif de la valeur moyenne des écarts, pris en valeur absolue, des intervalles de temps T' par rapport à l'intervalle de tamps T ou, plus simplement de la régularité des passaOes par zéro du signal d'entrée 9(t).
Les durées des intervalles de temps entre les zéros consécutifs d'un signal de transmission numérique synchrone sont les premières a~fectées par les distorsions linéaires. On peut le montrer par le ¢alcul, dans l'hypo-thèse simplifiée où l'on assimile la voie de transmission et le réseau d'égali-sation à un filtre passe-bas ideal à spectre rectangulaire ayant pour fréquence de coupure 1~2T" et où l'on suppose que le signal d'émission ~(t) est une impulsion isolée à spectre rectanO~ulaire de largeur 1/2T.
La réponse impulsionnelle h(t) de la voie de transmission et du réseau d'égalisation est de la forme :
sin ~ T"
h(t) = K1 t K1 constante Le signal d'émission f(t) est de la forme :
sin ~ T
f(t) - K ---~ K2 constante Le signal g~t) obtenu en réponse, à la sortie du réseau d'égalisation, est égal à la conYolution de la~réponse impulsionnelle h(t) par le signal f(t).
t +oo g(t) =\ ~(~ ) h(t- ~ ) d~
/--oo d'où
g(t) = K1 K2 J sin ~ T Slr r~ t-~" d~

~ g(t) = K1 K2~ sin~ ct avec c = Min ~T iT~) 20L'expression précédente montre que le signal reçu g~t) est identique au qignal émis si T" est inférieur ou é~al à T. Dans ce cas le signal transmis n'a subi aucune distorsion et conserve en réception des passages par zéros ~séparés de l'intervalle de temps unitaire T. Par contre si T" est supérieur à T le signal transmi_ subi une dist~orsion car il perd une partie des fré-quences supérieures de son spectre. L'espacement de ses passages par zéro e_t modi~ié et devient T".
En restant dans l'hypothèse précédente, et en omettant le ~iltre de prédistorsion 20,20' on obtiendrait en sortie de l'autocorrélateur à co~nci-dence de siO~ne 30,30' un signal P(t) qui resterait minimal tant que la ~réquence 8 ~ ~

de coupure 1/2T" resterait supérieure à 1/2T et qui tandrait linéairement vers un maximum +1 atteint lorsqu'il n'y a plus aucun pas~age par zéro dans la période d'intégration. La figure 4 est une courbe qui représente la varia-tion du signal P(t) en fonction de la fréquence de coupure 1/2T" évaluée par rapport à l'intervalle de temps T.
Le calcul précédent montre donc, pour un signal d'émission formé d'une impulsion isolée à spectre rectangulaire et une voie de transmission égalisée a~similable à un filtre passe_bas idéal, que la distorsion linéaire due à la voie de transmission affecte les intervalles de temps entre les zéros qucce~sifs du sigpal reçu. L'expérience et la simulation sur ordinateur con~irment que ce résultat reste valable lorsque la voie de transmission est un ~iltre réel et que le signal d'émission est un signal numérique synchro~
ne d'intervalle de temps unitaire T, constitué par une succession aléatoire d'impulsions élémentaires ayant un spectre quelconque. Elles montrent égale~ent ~que les distorsions linéaires ont un effet cumulatif sur les écarts, pris en valeur absolue, entre l'interYalle de temps unitaire T et les intervalles de temps séparant les zéros consécutifs du signal reçu. Il en va de même lorsque l'effet de la voie de transmission n'est pas une distorsion d'ampli-tude mais une distorsion du temps de propagation de groupe a~ectant une partie du spectre de fréquence du signal émis.
Le filtre de prédistorsion 20,20' évite la difficulté que présente un asservissement sur un extremum de la tension P(t) et permet d~obtenir un signal d'asservissement qui change de signe lorsque l'égaliseur automatique 1,1' s'écarte de son réglage optimal. Il a pour rôle, lorsque l'égaliseur autcmatique compense exactement la voie de transmission, de creer des modi~i-¢ations dans les intervalles de temps séparant les zéros successifs du sign~l appliqué à l'autocorrélateur à coincidence de signe, qui conduisent à une valeur du signal P(t) nulle. C me le montre la ~igure 4, il peut être réalisé
à l'aide d'un filtre passe-bas ayant une fréquence de coupure égale à 1/4T.
Pour que le signal P(t) puisse évoluer de part et d'autre de sa valeur nulle9 il est nécessaire que le réseau d'égalisation variable 10,10' puisse égaliser, au moins en partie le filtre de prédistorsion 20, et 20'. Il faut donc que ce dernier n'effectue pas une coupure trop franche.
On peut, sans sortir du cadre de l'invention, modifier certaines disposi tions ou remplacer certains moyens par des moyens équivalents. On peut notam-ment utiliser, dans les autocorrélateurs à coïncidence de signe, de~ circuits à retard 13,23 ayant pour délai z un multiple entier de l'intervalle de temps unitaire d'ordre supérieur à 1.

Claims

Les réalisations de l'invention au sujet desquel-les un droit exclusif de propriété ou de privilège est re-vendiqué, sont définies comme il suit:

1. Egaliseur automatique pour transmission numé-rique à intervalle de temps unitaire constant comportant un réseau d'égalisation variable muni d'une boucle d'asser-vissement, caractérisé en ce que ladite boucle d'asservis-sement comporte un autocorrélateur à coïncidence de signe effectuant la corrélation des polarités de deux versions du signal égalisé retardées l'une par rapport à l'autre d'un multiple entier de l'intervalle de temps unitaire.

2. Egaliseur automatique selon la revendication 1, caractérisé en ce que la boucle d'asservissement com-porte en outre un filtre de prédistorsion intercalé entre la sortie signal du réseau d'égalisation variable et l'en-trée de l'autocorrélateur à coïncidence de signe.

3. Egaliseur automatique selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'autocorrélateur à coïncidence de signe comporte:
- un limiteur absolu connecté en entrée, déli-vrant sur sa sortie un signal logique au niveau +1 si son signal d'entrée est positif et un niveau logique 0 dans le cas contraire;
- une porte logique ou exclusif à deux entrées chacune connectée à la sortie du limiteur absolu l'une di-rectement, l'autre par l'intermédiaire d'un circuit à re-tard;
- ledit circuit à retard introduisant un retard égal à un multiple entier de l'intervalle de temps unitaire;
- deux intégrateurs conectés à la sortie de la porte logique ou exclusif l'un directement, l'autre par l'intermédiaire d'un circuit logique inverseur;
- ledit circuit logique inverseur; et un amplificateur différentiel dont les entrées sont connectées aux sorties des intégrateurs.

4. Egaliseur automatique selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'autocorrélateur à coïncidence de signe comporte:
- un limiteur absolu disposé en entrée, délivrant sur sa sortie un signal binaire au niveau +1 si son signal d'entrée est positif et au niveau -1 dans le cas contrai-re;
- un multiplicateur à deux entrées chacune con-nectée à la sortie du limiteur absolu l'une directement, l'autre par l'intermédiaire d'un circuit à retard;
- ledit circuit à retard introduisant un retard égal à un multiple entier de l'intervalle de temps unitaire;
et - un intégrateur disposé en sortie et connecté
à la sortie du multiplicateur.

5. Egaliseur automatique selon la revendication 2, caractérisé en ce que le filtre de prédistorsion est un filtre passe-bas ayant pour fréquence de coupure 1/4T.
T étant l'intervalle de temps unitaire.