LU82859A1 - Circuit de correction des bruits de phase pour un systeme de transmission de donnees - Google Patents

Description

» i JB/NV F0 11828

' CIT-ALCATEL/T

5 pl.

BREVET D’INVENTION

CIRCUIT DE CORRECTION DES BRUITS DE PHASE POUR UN SYSTEME DE TRANSMISSION DE DONNEES

Société Anonyme dite

COMPAGNIE INDUSTRIELLE DES TELECOMMUNICATIONS CIT-ALCATEL Invention de Michel LEVY et Christian PÔINAS

Revendication de la priorité d’une demande de brevet déposée TK en FRANCE le 19 octobre 1979, sous le N° 79 96 065

La présente invention est du domaine des transmissions synchrones de données par un canal de transmission à largeur de bande limitée et concerne l’élimination des distorsions qui sont à l’origine - des erreurs commises en réception sur l’estimation des symboles émis 5 et qui limitent le débit binaire.

H. Nyquist a montré que la vitesse de transmission à travers un réseau passe-bas idéal ne pouvait dépasser deux impulsions d’information par hertz de bande passante et que cette limite théorique pouvait être approchée par un canal de transmission se comportant globalement 10 pour les impulsions d’information comme un filtre passe-bas à coupure 2.

progreasive et à caractéristique de phase linéaire. C’est pourquoi on est conduit, lorsque l'on veut réaliser une transmission de données à débit binaire élevé, d'une part à réduire la vitesse de transmission en remplaçant, pour la transmission, les données binaires par des 5 symboles multivalents et, d'autre part, à rapprocher les caractéris tiques de la liaison effectuée pour la transmission de celle d'un filtre passe-bas à coupure progressive et à caractéristique de phase linéaire au moyen d'un filtrage de mise en forme, d'une éventuelle modulation et d'une correction des distorsions apportées dans la bande 10 utile par la liaison établie pour la transmission.

Dans la pratique le train des données binaires à transmettre est transformé soit en une suite de symboles réels multivalents de débit moindre transmis sur une voie unique, soit en une suite de couples de symboles réels multivalents de débit moindre transmis simultanément 15 sur deux voies indépendantes en quadrature. Le premier cas se rencontre notamment dans les systèmes de transmission en bande de base ou à l'aide d'une modulation d'amplitude à bande latérale unique ou résiduelle, le deuxième cas dans les transmissions de données employant une modula-tion d’amplitude à deux porteuses en quadrature ou similaire telle 20 qu'une transmission par sauts de phase à quatre ou huit états ou une ; modulation combinée de phase et d'amplitude. Etant donné l'utilisation des deux voies en quadrature il est possible de ramener l'étude du deuxième cas au premier en considérant les deux éléments d'un couple de symboles comme les parties réelle et imaginaire d'un symbole complexe 25 et en remplaçant, dans les calculs valables pour le premier cas, les grandeurs réelles par des grandeurs complexes. Inversement, on peut ramener l'étude du premier cas au deuxième en associant à la voie 3.

» unique une voie en quadrature à laquelle on applique un signal en quadrature déduit du signal transmis sur la voie unique, la plupart du temps, son transformé de Hilbert. C’est pourquoi il est d'usage de représenter un signal de transmission de données sous forme complexe.

5 Les distorsions apportées dans la bande utile sont constituées d’une part par les distorsions d'amplitude et de temps de propagation de groupe du canal de transmission dont les caractéristiques sont à variations lentes et d’autre part par les bruits de phase dont les caractéristiques sont plutôt à variations rapides. Leur correction 10 s’effectue sur les symboles multivalents. En présence d'une modulation elle peut également s'effectuer avant démodulation sur le signal reçu en bande passante.

La correction des distorsions d'amplitude et de temps de propagation de groupe du canal de transmission se fait à l'aide d'un 15 filtre présentant, dans la bande utile, des caractéristiques de transmission inverses de celles du canal de transmission de manière à obtenir dans cette bande une réponse globale plate en amplitude et linéaire en phase. Il est connu pour cela d'utiliser des égaliseurs linéaires * autoadaptatifs ayant pour structure de base un filtre transversal 20 à domaine de temps de K.E. Kalmann avec des coefficients asservis T de manière à rendre minimale l'erreur entre les symboles reçus et leur valeur exacte ou leur estimation. Ces égaliseurs s'ajustent automatiquement aux caractéristiques du canal de transmission pendant une période d'apprentissage où le train de données est remplacé par 25 une séquence de test connue en réception, puis continuent à s'adapter au cours de la transmission des données aux variations lentes des caractéristiques du canal de transmission.

, · ' 4.

L'un des égaliseurs linéaires autoadaptatifs du genre précité utilisé pour le traitement d'une voie unique, après une éventuelle démodulation, comporte un filtre transversal à domaine de temps dont la ligne à retard à prises intermédiaires a pour intervalle de temps 5 unitaire le délai séparant deux symboles à l'émission et dont les coefficients sont ajustés constamment par des boucles d'asservissement tendant à rendre minimale l'erreur quadratique moyenne par un algorithme du gradient défini par une équation linéaire aux différences du premier i ordre entre grandeurs réelles.

10 L'égaliseur linéaire autoadaptatif précité, prévu pour une seule voie, a une version complexe prévue pour deux voies en quadrature. Cette version complexe s'en déduit par la correspondance "complexe réel" mentionnée antérieurement et peut se décomposer en quatre filtres transversaux à domaine de temps qui sont disposés en treillis, qui 15 présentent deux à deux' les mêmes jeux de coefficients et dont les sorties sont reliées deux à deux dans un cas par un soustracteur et dans l'autre par un additionneur. Les boucles d'asservissement qui , tendent à rendre minimale l'erreur quadratique moyenne mettent en oeuvre un algorithme du gradient défini par la même équation linéaire 20 aux différences du premier ordre mais entre grandeurs complexes.

.Les bruits de phase ont une importance relative qui croît avec le débit de transmission. Ils se rencontrent notamment sur le réseau téléphonique à un niveau qui n'est pas gênant pour les conversations ou.les transmissions de données à faible débit (1.200 bit/s) 25 mais qui devient problématique pour les transmissions de données à grand débit (4.800 bit/s et plus). Ils peuvent présenter diverses composantes : - une dérive en fréquence provenant par exemple d'une modulation et d’une démodulation dont les porteuses ne sont pas verrouillées, » ·’’ ' 5.

- un écart de phase constant, - un écart de phase périodique à la fréquence du secteur ou de ses harmoniques qui se rencontre notamment lors de l'utilisation de câbles à courants porteurs 5 - et un écart de phase aléatoire et basse fréquence par rapport à la largeur de bande du canal.

Les bruits de phase peuvent être considérés comme provenant de variations des caractéristiques du canal de transmission. Mais • à l'exception de leurs composantes continue ou à très basse fréquence, 10 ils ne peuvent pas être éliminés par les égaliseurs autoadaptatifs linéaires utilisés pour corriger les distorsions d'amplitude et de temps de propagation de groupe du canal de transmission car ceux-ci ont une vitesse de convergence trop lente. En effet la correction précédente nécessite des égaliseurs autoadaptatifs ayant une réponse 15 impulsionnelle longue par rapport à celle du canal de transmission ce qui, compte-tenu de la vitesse de transmission, impose de nombreux coefficients. Or la vitesse de convergence d'un égaliseur autoadaptatif linéaire est, pour des raisons de stabilité, d'autant plus lente que le nombre, de coefficients est élevé, celle-ci étant, en première appro-" 20 ximati'on, inversement proportionnelle au nombre des coefficients.

- Pour cette raison, l'élimination des bruits de phase et plus générale ment des distorsions pouvant être' attribuées aux variations rapides du canal de transmission se fait à l'aide de circuits de correction complémentaires.

25 II est connu par exemple de disposer en réception d'une transmission numérique de données par une modulation d'amplitude à deux porteuses en quadrature, après un égaliseur linéaire complexe autoadaptatif, un déphaseur complexe muni d'une boucle à verrouillage ; ’ 6· de phase du premier ordre asservie sur les données, mais celui-oi ne présente pas une précision en régime harmonique suffisante pour suivre les dérives en fréquence que l'on rencontre dans la pratique.

On a alors proposé d'utiliser une boucle à verrouillage de phase du 5 deuxième ordre asservie sur les données, mais celle-ci se révèle trop lente pour éliminer la gigue de phase. On est alors conduit à adopter deux déphaseurs complexes successifs, l'un avec une boucle à verrouillage de phase du premier ordre éliminant la gigue de phase, l'autre avec une boucle à verrouillage de phase du deuxième ordre éliminant la 10 dérivé en fréquence. Mais il résulte du doublement des fonctions à assurer : - double estimation de l'erreur de phase - double génération d’exponentielles complexée correspondant aux deux angles de correction, 15 - double multiplication complexe pour effectuer les deux corrections de phase, une complication importante de la réalisation du circuit de correction des bruits de phase.

La présente invention a pour but d'éviter une telle complication

H

20 sans pour autant perdre de l'efficacité dans la correction des bruits de phase.

Elle a pour objet un circuit de correction des bruits de phase pour un système de transmission synchrone de données, par l'intermédiaire de symboles, ayant en réception un circuit de décision fournis-25 sant. une estimation des symboles émis à partir des symboles reçus.

Ce circuit de correction comporte un circuit de déphasage disposé 7.

en réception devant le circuit de décision, sur le trajet du signal reçu, et muni d’une boucle d’asservissement de phase du troisième ordre.

Selon une variante préférée la boucle d'asservissement de 5 phase comporte : - un générateur d’angle de déphasage muni d'une entrée d’incrémentation, fournissant au circuit de déphasage une valeur de l'angle de déphasage mise à jour au rythme des symboles reçus, * - un détecteur d'erreur de phase fournissant, au rythme 10 des symboles reçus, la valeur de l'erreur de phase subsistant aux bornes du circuit de décision entre un symbole reçu et son estimation - et un filtre intercalé entre le détecteur et l'entrée d'incrémentation du générateur d'angle de déphasage, ledit filtre ayant une fonction de transfert qui, exprimée par la transformée en 15 z, a la forme : . M(z) s a + b-02 1 + - (1-z-1)2 a étant une constante de l'ordre de 0,92 b étant une constante de l'ordre de 0,0004 c étant une constante de l'ordre de 0,0176 20 d étant une constante de l'ordre de 0,00036

Selon une version simplifiée de la variante précitée le filtre a une fonction de transfert modifiée qui peut s'exprimer par la transformée en z sous la forme î f(z) » » + —+ 8.

D'autres caractéristiques et avantages de l’invention ressortiront des revendications jointes et de la description ci-après d’un mode de réalisation donné à titre d’exemple. Cette description sera faite en regard du dessin dans lequel : 5 - la figure 1 représente le schéma général d’un système de transmission synchrone de données par une modulation d’amplitude à deux porteuses en quadrature, - la figure 2 détaille le circuit de correction des distorsions représenté à la figure 1, 10 - la figure 3 représente un circuit de correction des bruits de phase utilisable dans le circuit de correction des distorsions de la figure 2 et mettant en oeuvre l’invention, - la figure 4 représente une version simplifiée du circuit de correction des bruits de.phase de la figure 3 15 - et la figure 5 représente le schéma équivalent d’un circuit de correction de bruits de phase comportant deux boucles d’asservissement de phase en cascade, l’une du premier ordre et l’autre du deuxième ordre.

On va décrire ci-après un mode de réalisation de l’inven-- 20 tion dans le cadre d’un système de transmission synchrone de données utilisant une modulation d’amplitude de deux porteuses en quadrature (QAM).

La figure 1 a pour but de situer l’invention dans un tel système. Elle représente le schéma général d’un système de 25 transmission synchrone de données utilisant une modulation de type QAM.

9.

On distingue sur cette figure 1 une partie émission 1 reliée à une partie réception 2 par un canal de transmission 3·

La partie émission comporte une source de données binaires 10 suivie d'un brouilleur 11, d'un codeur 12, d'un filtre de mise 5 en forme 13 et d'un modulateur 14.

La source 10 délivre les données binaires à transmettre.

Le brouilleur 11 effectue la somme modulo 2 des données j binaires de la source 10 avec une suite binaire pseudoaléatoire de même débit. Il permet, comme cela est bien connu, d'uniformiser 10 les amplitudes des raies du spectre de fréquence des données binaires, ce qui, entre autres choses, facilite la récupération du rythme à la réception.

Le codeur 12 transforme les données binaires en symboles complexes de moindre débit. Dans le cas d'une modulation QAM 16 15 un symbole complexe peut prendre quatre niveaux d'amplitude et quatre niveaux de phase distincts, et correspond à un mot binaire de quatre bits ce qui permet d'obtenir un débit de symboles ou . une rapidité de modulation quatre fois inférieurs au débit binaire.

Le codeur 12 présente deux sorties sur lesquelles sont disponibles 20 en parallèle les composantes en phase et en quadrature des symboles.

Le filtre de mise en forme 13 est en fait constitué par deux filtres identiques traitant les composantes des symboles et limitant leur spectre de fréquence conformément aux critères 25 de H. Nyquist. Ces filtres ont, par exemple, une caractéristique en cosinus surélevé.

Le modulateur 14 est un modulateur à deux porteuses en quadrature. Il reçoit les deux composantes filtrées S'^ et S'^ 10.

et deux versions en quadrature d’une porteuse d’émission ιλ^.

Il délivre en sortie un signal e (t) formé par la somme des produits des composantes des symboles par les deux versions en quadrature de la porteuse d’émission.

5 Un filtre passe-bande non représenté est souvent intercalé entre le modulateur 14 et le canal de transmission 3 pour limiter la bande du signal émis à celle du canal de transmission 3·

La partie réception 2 comporte un démodulateur 20 suivi , d’un dispositif de correction de distorsion 21, d’un décodeur 10 22 et d’un débrouilleur 23· Elle comporte également un circuit de récupération de rythme 24 connecté en entrée aux sorties du démodulateur 20 et en sortie au dispositif de correction de distorsion 21, au décodeur 22 et au débrouilleur 23·

Le démodulateur 20, souvent précédé d’un filtre limitant 15 la bande du signal d’entrée de la partie réception, est un démodulateur à deux porteuses en quadrature. Il reçoit d'une part, le signal r (t) en provenance du canal de transmission et d’autre part deux versions en quadrature d’une porteuse de réception * Λ de meme pulsation uJ que la porteuse d’émission. La porteuse

U

20 de réception n’est pas verrouillée sur la porteuse d’émission et présente par rapport à cette dernière un écart de phase variable avec le temps. Le démodulateur 20 émet sur chacune de ses sorties deux signaux démodulés l’un x’ (t) dit en phase et l’autre x" (t) dit en quadrature, 25 Le circuit de récupération de rythme 24 récupère la cadence h^(t) d’émission des symboles ou rapidité de modulation qui sert de signal d’horloge au dispositif de correction de distorsion 21. Il engendre également par multiplication la cadence h^Ct) » 11.

des données binaires. Dans l'exemple considéré, où le filtre de mise en forme d'émission 13 est en cosinus surélevé, le circuit de récupération de rythme fonctionne à partir d'une raie, à la demi-fréquence de la rapidité de modulation, présente dans le 5 signal démodulé.

Le dispositif de correction de distorsion 21, qui sera détaillé ultérieurement, élimine des signaux démodulés x'(t) et x"(t), d'une part les distorsions linéaires d'amplitude et de temps de propagation de groupe introduites par le canal de 10 transmission c'est-à-dire les interférences entre les symboles, et d'autre part les bruits de phase, notamment la dérive en fréquence et l'écart de phase dus au fait que les porteuses d'émission et de réception ne sont pas verrouillées entre elles.

Le décodeur 22 traduit en binaire les symboles qui 15 lui sont délivrés par le dispositif correcteur de distorsion 21.

Il reçoit à cet effet deux signaux de cadencement, l'un à la fréquence d'émission des symboles, l'autre à la fréquence d'émission des données binaires.

Le débrouilleur 23 permet de retrouver en réception ” 20 les données binaires engendrées à l'émission par la source de données 10.

A l'exception du dispositif de correction des distorsions, les différents circuits qui viennent d'être énumérés ne seront pas détaillés car ils ne font pas partie de l'invention 25 et ont fait l'objet de nombreux articles. On pourra par exemple se reporter à leur sujet au livre intitulé "Principles of data communication” écrit par Lucky (R.W), Salz (J.) et Weldon (E.J.) 4 12.

et publié par MC GRAW-HILL 1968.

Le dispositif de correction des distorsions 21 de la figure 1 est représenté de manière plus détaillée à la figure 2 précédé d’un double échantillonneur 30 et suivi d’un double circuit de décision 33.

5 On distingue sur cette dernière figure, entre le double échantillonneur 30 et le double circuit de décision 33> un égaliseur linéaire complexe autoadaptatif long 31 suivi d’un circuit de correction des bruits de phase 32.

L'échantillonneur numérique double 30 reçoit sur deux voies 10 indépendantes les signaux démodulés x’(t) et x"(t) provenant du démodulateur synchrone 20 (figure 1) et délivre en sortie des couples d’échantillons x'^^ et x”^_^ à une cadence 1/ Δτ égale à la rapidité de modulation h^(t) fournie par le circuit de récupération de rythme 24 (figure 1).

15 L’égaliseur linéaire complexe autoadaptatif long 31 corrige les distorsions linéaires d'amplitude et de temps de propagation de groupe introduites par le canal de transmission et délivre en sortie des couples d’échantillons y'k et y"^ de signaux égalisés, c'est-à-dire sans interférence intersymbole.

. 20 Le circuit de correction des bruits de phase 32 agit sur la phase du signal complexe qu’il reçoit de l’égaliseur linéaire complexe autoadaptatif long 31 en le multipliant par un coefficient Λ * complexe de module unitaire : exp (i ek>, θ ^ étant l'angle de correction de phase envisagé. Les couples d'échantillons v’k et v"k délivrés 25 par le circuit de correction des bruits de phase 32 peuvent s'écrire : \

\ -- 7'k+17\5 \βχρ α V

» 13.

Le circuit de décision 33 formé de deux circuits à seuils 38 et 39 fournit les composantes estimées â'k et â"k du symbole complexe émis en réponse aux composantes v'k et v"k du symbole complexe reçu et traité par le circuit de correction de distorsion.

5 Dans toute la suite de cette description ces composantes estimées â*k et â"k peuvent être remplacées par celles a'k et a"k du symbole , émis lorsqu'elles sont connues du récepteur comme cela se passe dans la réalité pendant la période d'apprentissage précédant la transmission effective des données.

10 L'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif long 31 est détaillé sur la figure 2 en un bloc 34 schématisant les quatre égaliseurs élémentaires qui le constituent et en un bloc 35 schématisant des circuits d'asservissement effectuant l'autoadaptation des coefficients des égaliseurs élémentaires. La structure et les connexions du bloc 15 35 sont déterminées par les techniques habituelles à partir de l'algo rithme mis en oeuvre pour l’autoadaptation des coefficients. L'autoadaptation des coefficients s'effectue de manière à minimiser un signal d'erreur défini par les différences entre les symboles reçus vk appliqués au circuit de décision 33 et les symboles estimés âk fournis par ce - 20 dernier. Cet algorithme peut être un algorithme du gradient. Pour davantage de détails concernant l'égaliseur il convient de se reporter à la littérature existante, notamment l'article de Macchi (C.), Jouannaud (J.P.) et Macchi (0.) intitulé "Récepteurs adaptatifs pour transmissions de données" et paru dans la revue Annales des télécommunications 30 25 n° 9-10, 1975 pp. 311-330.

Le circuit de correction des bruits de phase 32 est un déphaseur constitué d'un multiplicateur complexe 35 et d’un circuit d'asservissement 37· Le multiplicateur complexe 36 effectue le produit entre i 14.

les composantes y'k et y'*k des symboles complexes délivrés par l’égali- Λ seur linéaire complexe autoadaptatif long 31 et celles cos Θ , et Λ * sin Ü k du coefficient complexe de correction de phase exp (i Θ k).

Le circuit d’asservissement 37 engendre le coefficient de correction 5 de phase à partir des composantes v'k et v"k des symboles complexes appliqués au circuit de décision 33 et de celles â’k et â”k de leur estimation en sortie de ce même circuit.

La figure 3 illustre de manière détaillée un exemple de réalisation du circuit de correction de phase 32 et ses interconnexions 10 avec le circuit de décision 33·

Le multiplicateur complexe 36 comporte quatre multiplicateurs élémentaires 100, 101, 102, 103 et deux sommateurs 104 et 105 à deux entrées dont l’un 104 présente une entrée soustractive. Il reçoit sur une première entrée le signal complexe y'k + i y” provenant de 15 l’égaliseur linéaire complexe autoadaptatif long 31 (figure 2) et sur une deuxième entrée le coefficient complexe de correction de phase A Λ cos 6 k + i sin Θ k et délivre en sortie un signal complexe v’k + i v’’k . égal à î v'k + i v”k = (y’k+ i y’’k) (cos Θ k + i sin 9k) 20 ou encore, sous forme complexe : Λ \ = ** (1 ô 9 4 15.

Le circuit d'asservissement 37 comporte un détecteur d'erreur de phase 60 dont les entrées sont connectées aux entrées et sorties du circuit de décision 33, un filtre numérique 61 connecté à la suite du détecteur d'erreur de phase 60 et un généra-5 teur d'angle de déphasage 62 contrôlé par le signal de sortie du filtre numérique 61.

Le détecteur d'erreur de phase 60 engendre un signal £ représentatif de la différence de phase existant entre un symbole complexe vfc appliqué au circuit de décision 33 et son estimation 10 par ce même circuit :

Tk · «p (. i i\) (5)

Il procède de manière connue, par l'intermédiaire de la quantité : T'j â"3 - <« 15 En effet, soit ©. l'erreur de phase affectant un symbole

J

complexe y^ délivré par l'égaliseur linéaire complexe long 31, h âjâXp 1 V l"j * ®j - ®j (7> on a Λ — sin ( Ö Ô ) = Im exp (i & .) . exp (- i &.) J J L J J _ 20 en tenant compte de la première relation (7) : • -

Λ . A

sin ( 9 - θ ) - im -J- exp(i θ .)

JJ ai J

• J J

5 16.

en tenant compte de la définition du signal v. :

Vj = T} exp(i Sj ) on obtient : stn C ©j - Sj) . Im Μ) = ,Λ 2 10 t7j â*>

3 |aj I

5 II en résulte, en tenant compte de la deuxième rela tion (7), la formule : sm C . s Im (v* â.) J |âji2 j 2 qui montre que le sinus de l’erreur de phase £"^ est fonction de la quantité (6).

20 Lorsque l’asservissement de phase fonctionne correctement l'erreur de phase résiduelle 6 est faible et peut être assimilée à son sinus. En outre les termes en 1/ jâ^ | ^ ont des variations beaucoup plus rapides que celles des termes Im (v*.â.). Etant donné le brouillage utilisé à l'émission, ils ont, sur un intervalle 25 de temps court par rapport à la vitesse de variation des termes

Im (v*. â.), une valeur moyenne constante de sorte qu'ils peuvent J j être remplacés par leur valeur moyenne qui intervient comme un simple coefficient.

Le détecteur d'erreur de phase 60 comporte deux multipli-30 cateurs 106 et 107 dont les sorties sont reliées par un sommateur 108. Le multiplicateur 106 a deux entrées, l’une connectée à la sortie 9 17.

du circuit à seuils 38 du circuit de décision 33 où est disponible la composante a’ des symboles estimés et l'autre reliée à la sortie du sommateur 105 où est disponible le signal v"^. Le multiplicateur 107 a deux entrées, l'une connectée à la sortie du circuit 5 à seuils 39 du circuit de décision 33 où est disponible la composante â" des symboles estimés et l'autre reliée à la sortie

K

du sommateur 104 où est disponible le signal v'^· Le multiplicateur 106 est relié à une entrée soustractive du sommateur 108 tandis que le multiplicateur 107 est relié à u ne entrée additive de ce 10 même sommateur de sorte que l'on obtient, en sortie de ce dernier, le signal :

= v'k â”k - v"k â'k = ^ (vk V

Le générateur d'angle de déphasage 62 est formé d'un générateur de fonctions trigonométriques 109 commandé par l’inter-15 médiaire d'une boucle d’intégration numérique assurant sa mise à jour. Cette boucle d'intégration numérique comporte, de manière classique, un sommateur à deux entrées 111 et un circuit à retard 110 disposé entre la sortie et une entrée de ce sommateur, affec-tant d'un délai Δ T le signal qui le traverse. Elle effectue Λ 20 la mise à jour de l'angle de correction de phase par la mise en oeuvre d'un algorithme de la forme : K*\ = ®k + m (£-v 1 ε —-k » · 18.

qui peut s’écrire, exprimé par la transformée en z : 2 -1 r..

9(z) = - M (2) £ (2) 1 - z"1

La valeur d'ajustement de l'angle de correction de phase m ( £ ".) est fournie par le filtre numérique 61 qui selon 3 5 les notations adoptées dans la formule précédente a une fonction de transfert M (z). Cette fonction de transfert est d'ordre 2 de manière à obtenir, en combinaison avec la boucle d'intégration numérique 110, 111 du générateur d'angle de déphasage 62 et conformément à l'invention, une fonction de transfert d'ordre 3 pour 10 l’ensemble de la boucle d'asservissement de phase. Elle est, exprimée par la transformée en z, de la forme : M (z) = a + ---2 ~ i (8)

1 - z .. -V

(1-z )

Cela permet de donner au circuit de correction des bruits de phase 32 des performances analogues à celles d'un circuit 15 comportant deux boucles successives d'asservissement de phase, l'une du premier ordre pour corriger la gigue de phase, l’autre du deuxième ordre pour corriger la dérive en fréquence, sans pour autant en présenter la même complication.

En effet, une boucle d'asservissement de phase du premier 20 ordre destinée à corriger la gigue de phase peut être représentée sous la forme d'un circuit sommateur ayant une entrée additive sur laquelle est appliquée la valeur mesurée de l'angle de phase à corriger et une entrée soustractive reliée à sa propre sortie par un filtre ayant une fonction de transfert qui, exprimée par * 19.

la transformée en z, a la forme : S Z-1 G (z) . -î--r à > O (9) 1 - z 1 1

Car, dans une telle boucle, l’angle de correction de phase est déterminé par un algorithme de la forme : 5 *k»1 3780 >° qui s’écrit, en employant la transformée en z ' * A 4 Z-1 Θ (z) = —3- £"2(z) 1 - z-1

De meme une boucle d’asservissement de phase du deuxième ordre destinée à corriger la dérive en fréquence peut être repré-10 sentée sous la forme d’un circuit sommâteur ayant une entrée additive sur laquelle est appliquée la valeur mesurée de l’angle de phase à corriger et une entrée soustractive reliée à sa propre sortie par un filtre ayant une fonction de transfert qui, exprimée par la transformée en z, a la forme : 15 F (z) s ——r- (<?..+ —^—r ) avec ^ ) O et ^ 0 (10) 1-z" 1 1-z" 1 ' ά ' 5 Car dans une telle boucle l’angle de correction de phase est déterminé par un algorithme de la forme : θ ,Θ+Π" + ί en k+1 k 1 1.k 2 C . .

i - 00 1 i qui s’écrit, en employant la transformée en z ί 20 θ(ζ) = -— ( ^ + —- ) i'\z) avec ^ ^ 0 et*2 1-z" 1-z" 20.

Il en résulte qu'un circuit de correction des bruits de phase comportant deux boucles successives d’asservissement de phase, l’une du premier ordre pour corriger la gigue de phase, l’autre du deuxième ordre pour corriger la dérive en fréquence, 5 peut être représenté, comme sur la figure 5» par : - un premier sommateur 70 avec une entrée additive recevant la valeur mesurée θ(ζ) de l’angle de phase à corriger et une entrée soustractive connectée à sa propre sortie par l’intermédiaire d’un premier filtre 71 ayant pour fonction de transfert F(z), 10 - un deuxième sommateur 72 ayant une entrée additive connectée à la sortie du premier sommateur 70 et une entrée soustractive connectée à sa propre sortie par l’intermédiaire d’un deuxième filtre 73 ayant pour fonction de transfert G(z) - et un sommateur 74 à deux entrées additives connectées, 15 l’une à la sortie du premier filtre 71» l’autre à la sortie du deuxième filtre 73, délivrant en sortie l’angle de correction de phase effectif θ(ζ).

Le premier sommateur 70 et le premier filtre 71 représentent la boucle d’asservissement de phase du second ordre placée en 20 tête dans le circuit de correction. Le deuxième sommateur 72 et le deuxième filtre 73 représentent la boucle d’asservissement de phase du premier ordre disposée à la suite. Le troisième sommateur 74 représente la combinaison des effets des deux boucles d'asservissement de phase.

* 21.

λ

En appelant θ^(ζ) le signal de sortie du premier filtre Λ 71 et celui du deuxième filtre 73 on peut écrire : Θ (z) _ θ(ζ)

1(ZJ - 1+F(z) W

« i ®2(Z) = 1+G(Z) " 9 1^Z).

û/ > ft / N S m F(z)+G(z)+F(z) G(z) 5 θ(ζ) = &,(*) + ®2(z) - 1 + f(z)+G(z)+F(z)G(z) 0(z)

En posant

P(z) = F(z)+G(z)+F(z)G(z) CD

on obtient : 10 ce qui montre que l'ordre de succession des deux boucles d'asservissement de phase est sans importance et que le circuit de la figure 5 est équivalent à une simple boucle d'asservissement de phase dont le filtre a pour fonction de transfert P(z).

En exprimant la fonction de transfert M(z) à partir 15 des relations 9, 10 et 11 on obtient : z~1 fS Ίί +^1 ^1 Z_1 Z~1 P(Z) K H. δ +-i-LJ-

1-z 1 L 1 - z 1 (1-z )2 J

en posant : a=ii + *1 b = *2 20 ο . i, * d Ù 1 2 22.

* et en considérant la relation (8) on peut écrire : PU) = -il , M<*> 1 - z'1 ce qui montre qu'en donnant au filtre numérique 61 la fonction de transfert M(z) on obtient du circuit de correction des bruits 5 de phase représenté à la figure 5 les mêmes performances qu'avec un circuit ayant deux boucles d'asservissement de phase en cascade, l'une du premier ordre et l’autre du second, et cela avec une structure beaucoup plus simple.

La réalisation du filtre numérique 61 représentée à 10 la figure 3 est déduite de la mise en facteur suivante de sa fonction de transfert.

M(z) a a + —--, ib + c z"1 + —-. (12)

1 - z'1 L 1 - z J

On distingue quatre amplificateurs 112, 113» 114 et 115 qui affectent les signaux les traversant des coefficients de pondération a, 15 b, c et d. Ces amplificateurs ont leur entrée reliée à celle du filtre numérique, les uns 112 et 113 directement, les autres par l'intermédiaire d'un circuit à retard 116 introduisant un délai d'un intervalle Baud Δ T. Les sorties des amplificateurs 113 et 114 sont reliées aux entrées d'un sommateur 117. Celle de 20 l'amplificateur 115 est reliée à l'entrée d'une boucle d'intégration constituée d'un sommateur 118 à deux entrées dont l'une est reliée à sa propre sortie par l'intermédiaire d'un circuit à retard 119 introduisant un délai Δτ. La sortie de cette boucle d'intégration 118, 119 et celle du sommateur 117 sont reliées aux entrées d'un sommateur 25 120 dont la sortie est connectée à l'entrée d'une boucle d'intégration constituée d’un sommateur 118 à deux entrées dont l'une est reliée à sa propre sortie par l'intermédiaire d'un circuit à retard 119 23.

4 introduisant un délai Λ T. La sortie de cette boucle d'intégration 118, 119 et celle du sommateur 117 sont reliées aux entrées d'un sommateur 120 dont la sortie est connectée à l'entrée d’une boucle d'intégration constituée d’un sommateur 121 à deux entrées dont l'une 5 est connectée à sa propre sortie, par l’intermédiaire d’un circuit à retard 122 introduisant un délai T. La sortie de cette boucle d'intégration 121, 122 et de l'amplificateur 112 sont reliées par l'intermédiaire d'un sommateur 123 dont la sortie constitue celle du filtre. Dans la pratique, cette structure correspond 10 aux algorithmes de calculs suivants : \ = “k-i + ä £ u_t vk * Vi + + \ * ° ί\.ι u^ étant le signal délivré par la boucle d’intégration 118, 119 et celui délivré par la boucle d'intégration 121, 122 tandis 15 que la boucle d’intégration 110, 111 du générateur d’angle de déphasage 62 correspond à l'algorithme final.

®k.1 * ®k * “k * a *·\

Il existe d'autres structures pour réaliser la fonction de transfert M(z). Elles découlent de mises en facteur différentes 20 de celle de la formule (12) et correspondent à d'autres algorithmes de calcul. Elles ne seront pas décrites car elles sont à la portée 24.

t du technicien moyen.

La figure 4 représente une version simplifiée du circuit de correction des bruits de phase de la figure 3. La simplification porte sur la structure du filtre numérique 61 et consiste 5 en la suppression du circuit à retard 116 ce qui permet de réunir les amplificateurs 113 et 114 en un seul at par la même occasion • de supprimer le sommateur 117. La suppression du circuit à retard 116 est justifiée par le fait que ce dernier est placé en tête d'une branche du filtre numérique 61 qui se termine par une boucle 10 d'intégration 121, 122 et qui de ce fait a pour rôle d'engendrer le signal de compensation de la dérive en fréquence. Comme cette dernière est constante ou à variations très lentes, il importe peu d'utiliser le terme d'erreur £ au lieu du terme d'erreur £"k ^ pour la compenser. Le filtre numérique 61 a alors une fonction 15 de transfert qui, exprimée par la transformée en z, a la forme :

M'(z) = a + —^— (b + c + ~—J

1-z 1-z

La structure du filtre numérique obtenue après simplification et représentée à la figure 6 correspond aux nouveaux algorithmes de calcul.

20 U'k 5 u'lc-l + 1 "’k * M'k-1 + u'k étant le nouveau signal délivré par la boucle d'intégration 118, 119 et le nouveau signal délivré par la boucle d'intégration 121, 122, l'algorithme final devenant évidemment 25 ®k+1 * K * w'k + a £"k * 25.

Comme précédemment il existe d’autres variantes de structure permettant d’obtenir la fonction de transfert M’(z) et correspondant à d’autres algorithmes de calcul.

Dans certains systèmes de transmission synchrone de données 5 par l’intermédiaire de symboles modulant une porteuse, l’égaliseur linéaire complexe autoadaptatif fonctionne en bande passante (c'est-à-dire sur un signal complexe ayant pour composantes le signal reçu non démodulé et une version en quadrature de ce dernier) et délivre un signal complexe y^ qui est affecté non seulement d'une erreur de 10 phase - θ mais également d'une rotation de phase de 2 fff Λτ par = rapport au précédent yfe , rotation due au fait qu'il n'est pas démodu lé. Le circuit de correction des bruits de phase peut alors être utilisé comme démodulateur. Il suffit pour cela de modifier le branchement de la boucle d'intégration 110, 111 du générateur d'angle de dépha-15 sage 62 pour qu'elle fonctionne selon l'algorithme : Θ 1 - 2tff>T + m ( £".) ( i <£(-=o, k)) k+1 k c i f étant la fréquence de la porteuse de modulation, A T l'intervalle

O

de Baud. Cette modification peut consister à intercaler entre l'entrée . d'incrémentation du générateur d'angle de déphasage 62 et la sortie 20 du filtre numérique 61 un circuit soustracteur permettant de retrancher la quantité 2 tff Λ T du signal délivré par le filtre numérique 61

O

avant de l'appliquer à l'entrée d'incrémentation du générateur d'angle de déphasage 62.

En donnant aux coefficients a, b, c, d des valeurs respectives 25 de l'ordre de 0,92, 0,0004, 0,0176, 0,00036 on a pu, dans un système de transmission synchrone de données à 4.8CQ b/s, éliminer jusqu'à 12 Hz de dérive en fréquence et une gigue de phase ayant une amplitude de 20° et une fréquence maximale de 100 Hz.

Claims (1)

1. 26. 1/ Circuit de correction des bruits de phase pour un système de transmission synchrone de données par l'intermédiaire de symboles ayant en réception un circuit de décision fournissant une estimation des symboles émis à partir des symboles reçus, ledit circuit de correction étant caractérisé en ce qu'il comporte un circuit de déphasage disposé en réception devant le circuit de décision et muni d'une boucle d'asservissement de phase du troisième ordre. 2/ Circuit de correction des bruits de phase pour un système de transmission synchrone de données par l'intermédiaire de symboles ayant en réception un circuit de décision (33) fournissant une estimation des symboles émis à partir des symboles reçus, ledit circuit de correction étant caractérisé en ce qu'il comporte un circuit de déphasage (36) disposé en réception devant le circuit de décision (33) et muni d'une boucle d'asservissement de phase (37) comprenant : - un générateur d'angle de déphasage (62) muni d'une entrée d'incrémen- *·. tation, fournissant au circuit de déphasage (36) une valeur d'angle de déphasage mise à jour au rythme des symboles reçus, - un détecteur d'erreur de phase (60) fournissant au rythme des symboles reçus la valeur de l'erreur de phase subsistant aux bornes du circuit de décision (33) entre un symbole reçu et son estimation - et un filtre (61) intercalé entre la sortie du détecteur d'erreur de phase (60) et l'entrée d'incrémentation du générateur d'angle de déphasage (62), ledit filtre (61) ayant une fonction de transfert qui, exprimée par la transformée en z, a pour expression : K -1 Λ -1 N b + cz dz M (z) s a +-+ - 1 - 2-1 (1-sf1)2 a, b, c et d étant des coefficients non nuis positifs. ; 27. i 3/ Circuit de correction des bruits de phase pour un système de transmission synchrone de données par l'intermédiaire de symboles ayant en réception un circuit de décision (33) fournissant une estimation des symboles émis à partir des symboles reçus, ledit circuit de correction étant caractérisé en ce qu'il comporte un circuit de déphasage (36) disposé en réception devant le circuit de décision (33) et muni d'une boucle d'asservissement de phase (37) comprenant : - un générateur d'angle de déphasage (62) muni d'une entrée d'incrémentation, fournissant au circuit de déphasage (36) une valeur d'angle de déphasage mise à jour au rythme des symboles reçus, - un détecteur d'erreur de phase (60) fournissant, au rythme des symboles reçus, la valeur de l'erreur de phase subsistant aux bornes du circuit de décision (33) entre un symbole reçu et son estimation - et un filtre (61) intercalé entre la sortie du détecteur d'erreur de phase (60) et l'entrée d'incrémentation du générateur d'angle de déphasage (62), ledit filtre (61) ayant une fonction de transfert qui, exprimée par la transformée en z, a pour expression : *4 M'(z) = a + y + --- 1“z (Ι-z“1)2 a, b, c et d étant des coefficients non nuis positifs. 4/ Circuit de correction des bruits de phase, selon la revendication 2, pour un système de transmission synchrone de données par l'intermédiaire de symboles modulant en amplitude une porteuse, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un circuit soustracteur intercalé entre la sortie du filtre et l'entrée d'incrémentation du générateur d'angle J 28. de déphasage, permettant de soustraire à la valeur d'incrémentation fournie par le filtre la valeur de la rotation de phase effectuée par la porteuse entre deux symboles consécutifs. 5/ Circuit de correction des bruits de phase selon la revendication 3, pour un système de transmission synchrone de données par l'intermédiaire de symboles modulant en amplitude une porteuse, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un circuit soustracteur intercalé entre la sortie du filtre et l'entrée d'incrémentation du générateur d'angle de déphasage permettant de soustraire à la valeur d'incrémentation fournie par le filtre la valeur de la rotation de phase effectuée ^ejüouU^“ r7)V v a --:___b- if