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TECHNISCHES GEBIET
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Im Allgemeinen betrifft die Erfindung Halbleiterschaltungen und Verfahren, und insbesondere betrifft sie ein System und Verfahren für geboostete Schalter.
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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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Schaltkondensatorschaltungen werden in vielen Anwendungen, die von Audio-Analog-Digital-Wandlern zu analogen Filterschaltungen reichen, verwendet. Grundsätzlich führen Schaltkondensatorschaltungen analoge Signalverarbeitung in der Ladungsdomäne durch, indem Ladung auf Kondensatoren abgetastet wird. Indem eine Kombination von Rückkopplungsverstärkern, Schaltvorrichtungen und im Verhältnis zueinander gesetzten Kondensatoren verwendet wird, können verschiedene abgetastete analoge Übertragungsfunktionen präzise dargestellt werden, selbst bei hohen Teilwertvariationen.
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Mit der kleiner werdenden Geometrie von Halbleiterprozessen und der größer werdenden Nachfrage nach Low-Power-Vorrichtungen gab es eine einhergehende Reduktion in der Versorgungsspannung, um Ausfall und Schaden an Vorrichtungen mit kleinerer Geometrie zu verhindern und um den Stromverbrauch zu reduzieren. Um einen Übersteuerungsbereich in Schaltkondensatorschaltungen zu erhalten, wurden verschiedene Versorgungstechniken und takterhöhende Techniken eingesetzt, um Schalttransistoren zu bedienen. Zum Beispiel hätte ein NMOS-Schalttransistor nur einen Compliance-Bereich von in etwa 0,5 V im Falle einer 1,2 V Versorgungsspannung und einer 0,7-V Transistorschwelle, wenn die ganze Versorgungsspannung von 1,2 V zum Anschalten des Transistors verwendet werden würde. Würde andererseits eine geboostete (erhöhte) Versorgung oder ein geboostetes Gatesignal verwendet werden, zum Beispiel um ein 2-V Gateantrieb zu erstellen, kann der Schalttransistor über einen Compliance-Bereich, der den ganzen 1,2 V Stromversorgungsbereich umfasst, arbeiten.
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Jedoch braucht man selbst bei niederen Stromversorgungsspannungen Schaltkondensatorschaltungen, die bei Eingangssignalen mit den bereitgestellten versorgungsspannungsüberschreitenden Spannungen arbeitsfähig sind, zum Beispiel im industriellen Bereich und in Kfz-Anwendungen.
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DARSTELLUNG DER ERFINDUNG
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Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen verbesserten Ansatz zur Ansteuerung von Halbleiterschaltern mit einer erhöhten Aktivierungsspannung zu schaffen.
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Diese Aufgabe wird durch den Gegenstand der unabhängigen Ansprüche gelöst.
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Details von einer oder mehreren Ausführungsformen der Erfindung werden in den beiliegenden Zeichnungen und in der folgenden Beschreibung dargelegt. Weitere Merkmale, Aufgaben und Vorteile der Erfindung werden von der Beschreibung und den Zeichnungen und von den Ansprüchen ersichtlich.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Für ein vollständigeres Verständnis der vorliegenden Erfindung und deren Vorteile wird nun auf die folgende Beschreibung im Zusammenhang mit den beiliegenden Zeichnungen hingewiesen, in welchen:
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1 eine Schaltkondensatorschaltung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
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2a–c eine Ausführungsform eines geboosteten Taktphasengebers und zugehörigen Wellenformen zeigen;
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3a–b eine Ausführungsform einer Taktboosterschaltung mit Schutzvorrichtungen zeigen; und
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4a–d Ausführungsformen von an Ausführungsformen von Taktgeberschaltungen gekoppelten Schaltkondensatorschaltungen und ein zugehöriges Taktdiagramm zeigen.
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Entsprechende Bezugszeichen und Symbole in verschiedenen Figuren beziehen sich, falls nicht anders angegeben, auf entsprechende Teile. Die Figuren sind für eine deutliche Darstellung der relevanten Aspekte der bevorzugten Ausführungsformen und nicht unbedingt maßstabgetreu gezeichnet. Für eine deutlichere Darstellung gewisser Ausführungsformen kann ein Buchstabe, der Variationen derselben Struktur, desselben Materials oder Verfahrensschritts angibt, auf eine Zahl folgen.
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AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG VERANSCHAULICHENDER AUSFÜHRUNGSFORMEN
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Die Herstellung und Verwendung der gegenwärtig bevorzugten Ausführungsformen wird im Folgenden ausführlich besprochen. Es sollte jedoch klar sein, dass die vorliegende Erfindung viele anwendbare erfindungsgemäße Konzepte bereitstellt, die in einer großen Vielzahl spezifischer Zusammenhänge ausgeführt werden können. Die besprochenen spezifischen Ausführungsformen veranschaulichen nur spezifische Möglichkeiten der Herstellung und Verwendung der Erfindung und schränken den Umfang der Erfindung nicht ein.
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Die vorliegende Erfindung wird in Bezug auf Ausführungsformen in einem spezifischen Zusammenhang beschrieben, nämlich einem Differenzschaltkondensatorverstärker, der dazu eingerichtet ist, über einen breiten Bereich von Gleichtakteingangsspannungen zu arbeiten, wie zum Beispiel solche, die in lauten industriellen oder Kz-Umgebungen gefunden werden. Jedoch kann die Erfindung auch auf anderen Arten von geboostete Schalter verwendenden Schaltkondensatorschaltungen und Systemen angewandt werden.
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In einer Ausführungsform arbeitet eine Schaltkondensatorschaltung, wie zum Beispiel ein Verstärker oder Integrierer, in zwei Spannungsdomänen: in einer Hochspannungsdomäne am Eingang der Schaltkondensatorschaltung und einer Niederspannungsdomäne in den Verstärkern der Schaltkondensatorschaltung. In der Hochspannungsdomäne am Eingang der Schaltung wird ein Bootstraptaktphasengeber verwendet, um sicherzustellen, dass Eingangsschalter über einen großen Gleichtakteingangsspannungsbereich compliant bleiben. In Ausführungsformen, die einen Differenzeingang verwenden, kann ein einzelner Bootstraptaktphasengeber mit einem an eine Gleichtakteingangsspannung, die zum Beispiel von einem Spannungsteiler abgeleitet wird, gekoppelten Bootstrapbiasknoten (Bootstrapvorspannungsknoten) für jeden Differenzeingang verwendet werden, wenn die Spitzendifferenzspannung niedrig ist, zum Beispiel bis 20 mV. Alternativ kann ein Bootstraptaktphasengeber jedem Differenzeingang zugeordnet werden, wobei jeder Bootstraptaktphasengeber einen mit dem jeweiligen Differenzeingangsanschluss der Schaltkondensatorschaltung gekoppelten Bootstrapbiasknoten aufweist.
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1 zeigt eine Schaltkondensatorschaltung 100 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In einer Ausführungsform implementiert die Schaltkondensatorschaltung 100 einen Integrierer. Jedoch können in alternativen Ausführungsformen andere Schaltkondensatorschaltungen als Verstärker und Filter implementiert werden, ohne auf diese beschränkt zu werden. Die Schaltung 100 beinhaltet den Differenzverstärker 102 mit dem zwischen dessen Eingangskanal und Ausgangskanal gekoppelten Rückkopplungskondensator Cfb. Reiheneingangskondensatoren Cin sind an die Signalsource 104 über Schalttransistoren M1, M2, M5 und M6 und an den Eingang des Verstärkers 102 über Schalttransistoren M3 und M4 gekoppelt. Transistoren M7 und M8 sind dazu ausgeführt, die Gleichtaktvorspannung Vein an Cin zu koppeln. Die als Norton-Äquivalentsource, einschließlich Stromsource I1 und Eingangsimpedanz Rin, modellierte Signalsource 104 wird, ist gestrichelt dargestellt, um hervorzuheben, dass die Source nicht unbedingt Teil der Schaltkondensatorschaltung 100 ist. Es ist zu verstehen, dass die Source 104 ein allgemeines Modell für irgendeine Art von Source, wie zum Beispiel die letzte Stufe eines Antriebsverstärkers, die Ausgabe einer Übertragungsleitung, usw., ist. In einer Ausführungsform kann die Differenzeingangsspannung des Schaltkondensatorverstärkers 100 als Vd = VA – VB und die Gleichtakteingangsspannung als (VA + VB)/2 ausgedrückt werden. In einer Ausführungsform kann die Gleichtaktspannung durch die an die Widerstände R1 und R2 gekoppelte Spannung Vx angenähert werden. In einer Ausführungsform haben die Widerstände R1 und R2 einen Widerstand von ungefähr 10 kΩ und Rin hat eine Impedanz im Milliohmbereich. In alternativen Ausführungsformen können R1, R2 und Rin andere Widerstandswerte umfassen.
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In einer Ausführungsform werden die Schalttransistoren M1 und M2 durch das geboostete Taktsignal φ1phv und die Schalttransistoren M5 und M6 durch das geboostete Taktsignal φ2phv aktiviert. Andererseits können die Transistoren M3 und M4 durch das Taktsignal φ1adv aktiviert werden und die Transistoren M7 und M8 werden durch das Taktsignal φ2adv aktiviert. Die Taktsignale φ1adv und φ2adv können nicht geboostete Taktsignale sein. Daher können die Transistoren M1, M2, M5 und M6 in einer Hochspannungstaktdomäne und die Transistoren M3, M4, M7 und M8 in einer Niederspannungstaktdomäne arbeiten. Dementsprechend können die Transistoren M1, M2, M5 und M6 durch Hochspannungsvorrichtungen und die Transistoren M3, M4, M7 und M8 durch Niederspannungsvorrichtungen implementiert werden. Alternativ können die Taktsignale φ1adv und φ2adv in Ausführungsformen, in denen vom Schalter erwartet wird, dass er über einen Bereich von Spannungen arbeitet, geboostete Taktsignale sein. Obwohl die Transistoren M1, M2, M3, M4, M5, M6, M7 und M8 als NMOS-Vorrichtungen dargestellt sind, können andere Vorrichtungen, wie zum Beispiel PMOS-Vorrichtungen, in alternativen Ausführungsformen verwendet werden.
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In manchen Ausführungsformen können φ1phv und φ2phv nicht überlappende Taktsignale sein und φ1adv und φ2adv können vor φ1phv und φ2phv umschaltende, nicht überlappende Taktsignale sein. Dass φ1adv und φ2adv vor φ1phv und φ2phv umschalten, hilft Ladungsinjektionsfehler beim Abschalten von den Transistoren M1 und M2 zu verhindern.
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Es ist zu verstehen, dass die Schaltkondensatorschaltung 100 nur ein Beispiel von vielen möglichen Schaltkondensatorschaltungstopologien ist. Beispielsweise können Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung an anderen Schaltkondensatortopologien, wie zum Beispiel verschiedene Arten von aktiven Schaltkondensatorfiltern, Sigma Delta Analog-Digital-Wandler, analoge Frontends und andere Arten von Schaltungen, angewandt werden.
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In einer Ausführungsform kann der zur Linken des Reiheneingangskondensators Cin gezeigte Gleichtaktspannungsbereich des Frontendteils 106 eine breitere Spannungsvariation als der zur Linken des Reiheneingangskondensators Cin gezeigte Backendteil 108 erfahren. Zum Beispiel kann so ein Fall in lauten industriellen Umgebungen oder innerhalb einer Kfz-Umgebung auftreten. In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung können Spannungen VA und VB kleine Spitzendifferenzeingangsspannungen in der Größenordnung von 10 mV bis 20 mV erfahren. Jedoch kann die Gleichtaktspannung eine Spitzenspannung von 10 V oder mehr erfahren. Diese Gleichtaktspitzen können auch als Spannungsspitzen und Transienten erscheinen. In alternativen Ausführungsformen kann der Frontend der Schaltung 100 angepasst werden, um andere Differenz- und Gleichtaktspannungsbereiche als die oben angegebenen anzunehmen.
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2a zeigt eine Ausführungsform des Taktphasengebers 200, der verwendet werden kann, um die Taktsignale für die in 1 gezeigte Schaltkondensatorschaltung 100 zu erzeugen. Der Taktphasengeber 200 beinhaltet den nicht überlappenden Taktgeber 220, die Taktboosterschaltung 222 und die Taktboosterschaltung 224. Der nicht überlappende Taktgeber 220 beinhaltet NAND Glieder 206 und 214 und Umrichter 208, 210, 212, 216 und 218, die eine die nicht überlappenden Signale φ1 und φ2 gemäß dem Eingangstaktsignal Clk erzeugende Latchstruktur bilden.
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2b zeigt ein Wellenformdiagramm 230, das das Verhältnis zwischen den Signalen φ1padv, φ1p, φ2p und φ2padv darstellt. Das Wellenformdiagramm zeigt, dass es einen nicht überlappenden Totbereich 234 zwischen dem Zeitpunkt, an dem Signal φ1p deaktiviert wird, und dem Zeitpunkt, an dem Signal φ2p aktiviert wird, gibt. Weiterhin ist das Signal φ1p um einen Zeitraum 236 gegenüber dem Signal φ1adv verzögert und das Signal φ2p ist um einen Zeitraum 232 gegenüber dem Signal φ2adv verzögert. In einer Ausführungsform entspricht der Zeitraum 234 der Verzögerung, die mit den Umrichtern 208 und 210 verbunden ist und der Zeitraum 232 entspricht der Verzögerung, die mit den in 2a dargestellten Umrichtern 216 und 218 verbunden ist.
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In einer Ausführungsform beinhaltet die Taktboosterschaltung 222 die Boosterkondensatoren C1 und C2, die kreuzgekoppelten NMOS-Transistoren M10 und M11 und den Umrichter 202. Gleichermaßen beinhaltet die Taktboosterschaltung 224 die Boosterkondensatoren C3 und C4, die kreuzgekoppelten NMOS-Transistoren M12 und M13 und den Umrichter 204. Es ist zu verstehen, dass obwohl die Taktboosterschaltungen 222 und 224 mit kreuzgekoppelten NMOS-Vorrichtungen dargestellt sind, andere Vorrichtungstypen, wie zum Beispiel PMOS-Vorrichtungen, für diese kreuzgekoppelten Vorrichtungen in alternativen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung verwendet werden können. Der nicht überlappende Taktgeber 220 kann auch mittels anderen fachlich bekannten, nichtüberlappenden Taktgeberstrukturen implementiert werden.
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Wieder auf 2a Bezug nehmend, arbeitet der Taktbooster 222 in einer Ausführungsform wie folgt im aktiven Betrieb. In einer ersten Betriebsphase ist das Signal φ1p niedrig und das Signal φ1p ist hoch. Dementsprechend übernimmt das Signal φ1phv eine niedrigere Spannung als das Signal φ1nhv, sodass der Transistor M10 in einen EIN-Zustand getrieben wird und dadurch den Bootstrapbiasknoten Vα an das Signal φ1phv koppelt, und der Transistor M11 übernimmt einen AUS-Zustand. Während dieser ersten Betriebsphase wird der Kondensator C1 auf eine erste Spannung Vα geladen. In einer zweiten Betriebsphase, geht das Signal φ1p von einem niedrigen in einen hohen und das Signal φ1n von einem hohen in einen niedrigen Zustand über. Dementsprechend wird der Knoten φ1phv über den Kondensator C1 auf VDD + Vα geboostet, wodurch der Transistor M11 in den EIN-Zustand getrieben wird, und der Knoten φ1nhv wird über M11 auf Vα getrieben, wodurch der Transistor M10 abgeschaltet wird. In diesem Fall entspricht VDD dem logischen Hub des Umrichters 210.
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Während einer dritten Betriebsphase geht Signal φ1p von dem hohen in den niedrigen und das Signal φ1n von dem niedrigen in den hohen Zustand über. In dieser Phase wird das Signal φ1nhv auf VDD + Vα geboostet und das Signal φ1phv übernimmt eine Spannung Vα. Während des normalen Betriebes wechselt der Betrieb des Taktboosters 222 zwischen der zweiten und dritten Phase. Der Taktbooster 224 arbeitet ähnlich wie der Taktbooster 222, wobei die Phasen φ1phv und φ1nhv zwischen Vβ und VDD + Vβ wechseln. 2c zeigt ein Wellenformdiagramm, dass das Verhältnis zwischen dem Signal φ1p und dem Signal φ1phv darstellt.
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In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist Knoten Vα an Knoten VA und Knoten Vβ an Knoten VB der Schaltkondensatorschaltung 100 gekoppelt. Zum Beispiel kann so eine Verbindung in Fällen, in denen die Spitzendifferenzeingangsspannung des Schaltkondensatorverstärkers 100 ein paar zehntel mV überschreitet, implementiert werden. In Ausführungsformen, in denen die Spitzendifferenzeingangsspannung zur Schaltkondensatorschaltung 100 weniger als z. B. 20 mV ist, können die Knoten Vα und Vβ beide an die Gleichtaktspannung Vx gekoppelt werden. Weil die Spitzendifferenzeingangsspannung in diesem Fall klein ist, kann die Gleichtaktspannung von Vx variieren, während die Gatesourcespannung der Schalttransistoren M1 und M2 relativ konstant bleibt.
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3a zeigt eine Ausführungsform der Taktboosterschaltung 300, die an den Schalttransistor M1 gekoppelt ist. Die Struktur der Taktboosterschaltung 300 ähnelt der Struktur der Taktboosterschaltungen 222 und 224, die in 2a gezeigt sind, hat aber zusätzlich die Schutzvorrichtungen 304 und 306. Diese Schutzvorrichtungen, wie andere Schutzstrukturen auch, beschützen den Transistor M1 davor, eine katastrophale Gateüberspannung zu erleiden. In einer Ausführungsform können, wie in 3b gezeigt, diese Schutzvorrichtungen mittels Zenerdioden implementiert werden. Alternativ können auch andere Arten von Dioden oder andere Arten von Klemmschaltungen in alternativen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung verwendet werden.
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Sollte die Spannung Vin in einer Ausführungsform einen schnellen positiven Transienten erfahren, klemmen parasitäre Bulkdioden 302 der Transistoren M10 und M11 und die Schutzvorrichtungen 304 und 306 die Sourcegatespannung von M1 auf einen Diodenabfall. Im Falle eines negativen Transienten in einer Ausführungsform die Zenerdioden als Klemmen verwendet, klemmen die Vorrichtungen 304 und 306 die Gatesourcespannung von M1 auf die Zenerspannung der Diode innerhalb der Schutzschaltung 306, wenn die Diode als Zenerdiode implementiert ist. In einer Ausführungsform können diese Zenerdioden eine Zenerspannung von in etwa 2 V aufweisen. Alternativ können andere Zenerspannungen verwendet werden. In weiteren alternativen Ausführungsformen können andere Klemmstrukturen, wie zum Beispiel reihengeschaltete MOSFETs, neben Zenerdioden verwendet werden.
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4a zeigt eine Ausführungsform der Schaltkondensatorschaltung 400, die die Taktboosterschaltungen 422 und 424, die an den Schaltkondensatorverstärker 426 und an den nicht überlappenden Taktgeber 430 gekoppelt sind, beinhaltet. Hier ist die Gleichtaktspannung Vx an die kreuzgekoppelten Transistoren M10 und M11 in der Taktboosterschaltung 422 und an die kreuzgekoppelten Transistoren M12 und M13 in der Taktboosterschaltung 424 gekoppelt. Wie zuvor erwähnt, können mittels der Gleichtaktspannung Vx die Transistoren M1 und M2 eine ausreichende Gatesourcespannung während des Betriebes aufrechterhalten, wenn die Spitzendifferenzspannung Vd kleiner als ungefähr 20 mV ist. In manchen Ausführungsformen kann die in 4a dargestellte Verbindung für manche Schaltungen, in denen die Spitzendifferenzspannung 20 mV überschreitet, geeignet sein. Wie weit die Spitzendifferenzspannung über ungefähr 20 mV erhöht werden kann, ist abhängig von der bestimmten Ausführung und deren Anforderungen. Mittels der Gleichtaktspannung Vx ist es möglich, dass ein wenig Vorrichtungsfläche aufgrund der reduzierten Anzahl von am Erzeugen von geboosteten Taktsignalen beteiligten Schaltungen eingespart werden kann.
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Wie 4a zeigt, umfassen die Taktboosterschaltungen 422 und 424 weiterhin Schutzvorrichtungen 402, 404, 406 und 408, die die Gatesourcespannung von M1 und M2 daran hindern, Vorrichtungsbegrenzungen zu überschreiten. Wie oben mit Bezug auf 3a–b diskutiert wurde, können diese Schutzvorrichtungen mittels Zenerdioden implementiert werden.
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4b zeigt eine Ausführungsform des Schaltkondensatorverstärkers 410 gemäß einer weiteren Ausführungsform, umfassend die an den Schaltkondensatorverstärker 428 gekoppelten Taktboosterschaltungen 422 und 424. Hier ist die Spannung VA an die kreuzgekoppelten Transistoren M10 und M11 in der Taktboosterschaltung 422 und die Spannung VB an die kreuzgekoppelten Transistoren M12 und M13 in der Taktboosterschaltung 424 gekoppelt. Wie zuvor erwähnt, kann so eine Verbindung für Ausführungsformen mit höheren Spitzendifferenzeingangsspannungen geeignet sein. In dem Schaltkondensatorverstärker 410 ist der Transistor M1 an φ1phv und der Transistor M6 an φ2phv gekoppelt, ähnlich wie im Schaltkondensatorverstärker 400, der in der Ausführungsform von 4a dargestellt ist. Jedoch ist im Schaltkondensatorverstärker 410 der Transistor M5 an φ1nhv anstatt φ2phv gekoppelt, weil der Transistor M5 an VA gekoppelt ist und weil der Schalttreiber 422, der φ1nhv erzeugt, durch VA unter Vorspannung steht und dadurch sicherstellt, dass sich M5 bei einer großen Differenzspannung einschaltet. Gleichfalls ist der Transistor M2 an φ2nhv anstatt φ1phv gekoppelt, weil der Transistor M2 an VB gekoppelt ist und weil der Schalttreiber 424, der φ2nhv erzeugt, durch VB unter Vorspannung steht. Obwohl sich manche dieser Signale überlappen können, wird die Genauigkeit des Schaltkondensatorintegrierers erhalten wenn Rin eine niedrige Impedanz, zum Beispiel im mΩ Bereich, hat, sodass der An-Widerstand von M1, M2, M5 und M6 nicht dominant ist. 4c zeigt ein Taktdiagramm der Taktphasen φ1phv, φ1nhv, φ2phv und φ2nhv.
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4d zeigt eine Ausführungsform des Schaltkondensatorverstärkers 450 gemäß einer weiteren Ausführungsform, umfassend die Taktboosterschaltungen 422, 424, 442 und 444, die an den Schaltkondensatorverstärker 428 gekoppelt sind. Hier wird die Spannung VA als Vorspannung für die Taktboosterschaltungen 422 und 424 und die Spannung VB als Vorspannung für die Taktboosterschaltungen 442 und 444 verwendet. In einer Ausführungsform wird der Transistor M1 von φ1phva, der von der Taktboosterschaltung 422 erzeugt wird, der Transistor M2 von φ1phvb, der von der Taktboosterschaltung 442 erzeugt wird, der Transistor M5 von φ2phva, der von der Taktboosterschaltung 424 erzeugt wird, und der Transistor M6 von φ2phvb, der von der Taktboosterschaltung 444 erzeugt wird, angetrieben. Hier sind die Taktphasen φ1phva und φ1phvb nicht überlappend gegenüber Taktphasen φ2phva und φ2phvb. Als solcher ist der Schaltkondensatorverstärker 450 zum Betrieb in Schaltkreisen, die unter einem höheren Spitzendifferenzspannungseingang arbeiten und eine höhere Eingangsimpedanz Rin haben, geeignet.
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Gemäß einer Ausführungsform beinhaltet ein Verfahren die Aktivierung eines ersten Halbleiterschalters mit einem an einen ersten Eingang einer Bootstrapschaltung gekoppelten ersten Schaltknoten, einem zweiten Schaltknoten und einem an ein erstes Ende eines Kondensators der Bootstrapschaltung gekoppelten Steuerungsknoten. Die Aktivierung beinhaltet das Koppeln eines ersten Endes des Kondensators an den ersten Eingang der Bootstrapschaltung und das Setzen eines zweiten Endes des Kondensators auf eine erste Spannung. Nachdem das erste Ende des Kondensators angekoppelt wird und das zweite Ende des Kondensators auf die erste Spannung gesetzt wird, wird das erste Ende des Kondensators vom ersten Eingang der Bootstrapschaltung entkoppelt und, nachdem das erste Ende des Kondensators entkoppelt ist, wird das zweite Ende des Kondensators auf eine zweite Spannung gesetzt, wobei der Steuerungsknoten auf eine erste, den ersten Halbleiterschalter einschaltende Aktivierungsspannung geboostet wird. Das Verfahren kann weiterhin die Deaktivierung des ersten Halbleiterschalters beinhalten, indem das erste Ende des Kondensators an den ersten Eingang der Bootstrapschaltung gekoppelt und das zweite Ende des Kondensators auf die erste Spannung gesetzt wird.
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In einer Ausführungsform beinhaltet das Verfahren weiterhin das Aufladen eines Reihenkondensators mit einem an den zweiten Schaltknoten gekoppelten ersten Ende. Das Aufladen des Reihenkondensators kann die Schritte der Aktivierung des ersten Halbleiterschalters und der Aktivierung eines zweiten Halbleiterschalters mit einem an ein zweites Ende des Reihenkondensators gekoppelten dritten Schaltknoten beinhalten. In manchen Ausführungsformen wird der erste Halbleiterschalter nach einer ersten der Aktivierung des zweiten Halbleiterschalters folgenden Verzögerung aktiviert.
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In einer Ausführungsform beinhaltet das Aufladen des Reihenkondensators weiterhin das Koppeln einer virtuellen Masse an einen vierten Schaltknoten des zweiten Halbleiterschalters. Das Koppeln der virtuellen Masse kann das Koppeln eines Rückkopplungsverstärkers an den vierten Schaltknoten des Halbleiterschalters beinhalten. In einer Ausführungsform beinhaltet die Aktivierung des zweiten Halbleiterschalters das Koppeln eines Steuerungsknotens des Halbleiterschalters an eine zweite Aktivierungsspannung, sodass die zweite Aktivierungsspannung niedriger als die erste Aktivierungsspannung ist.
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In einer Ausführungsform beinhaltet das Verfahren weiterhin den Schutz des ersten Halbleiterschalters durch Begrenzen einer Spannungsdifferenz zwischen dem ersten Schaltknoten des ersten Halbleiterschalters und dem Steuerungsknoten des Halbleiterschalters mittels einer zwischen dem ersten Schaltknoten des ersten Halbleiterschalters und dem Steuerungsknoten des Halbleiterschalters gekoppelten Zenerdiode.
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Gemäß einer weiteren Ausführungsform beinhaltet eine Schaltung einen zwischen einem ersten Knoten und einem zweiten Knoten gekoppelten ersten Halbleiterschalter und eine Bootstrapschaltung, die dazu eingerichtet ist, ein geboostetes Aktivierungssignal an einem ersten Ausgang der Bootstrapschaltung für einen Steuerungsknoten des Halbleiterschalters bereitzustellen, wenn ein Takteingang der Bootstrapschaltung von einem ersten Zustand in einen zweiten Zustand übergeht. Die Bootstrapschaltung beinhaltet einen ersten an den ersten Knoten des Halbleiterschalters gekoppelten Eingang, einen ersten an den Steuerungsknoten des Halbleiterschalters gekoppelten Ausgang, einen ersten Kondensator, umfassend ein erstes an den ersten Ausgang gekoppeltes Ende und ein zweites an den Takteingang gekoppeltes Ende und einen zwischen dem ersten Eingang und dem ersten Ausgang gekoppelten zweiten Halbleiterschalter. In einer Ausführungsform ist die Bootstrapschaltung dazu eingerichtet, ein geboostetes Aktivierungssignal am ersten Ausgang der Bootstrapschaltung bereitzustellen, wenn der Takteingang von einem ersten Zustand in einen zweiten Zustand übergeht. Die Bootstrapschaltung kann weiterhin einen zweiten Kondensator und einen dritten Halbleiterschalter beinhalten. Der zweite Kondensator umfasst ein erstes angekoppeltes Ende und ein zweites Ende, das an einen umgekehrten Takteingang und an einen Steuerungsknoten des zweiten Halbleiterschalters gekoppelt werden kann. Der umgekehrte Takteingang hat einen dem Takteingang entgegengesetzten Logik-Sinn. Der dritte Halbleiterschalter ist zwischen dem ersten Eingang und dem ersten Ende eines zweiten Kondensators gekoppelt und beinhaltet einen an das erste Ende des ersten Kondensators gekoppelten Steuerungseingang.
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In einer Ausführungsform wird der erste und zweite Halbleiterschalter mittels MOS-Transistoren implementiert. Diese MOS-Transistoren können NMOS- oder PMOS-Transistoren sein.
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In einer Ausführungsform beinhaltet die Schaltung auch einen zwischen dem zweiten Knoten des ersten Halbleiterschalters und einem ersten Eingang eines Verstärkers gekoppelten ersten Reihenkondensator. In manchen Ausführungsformen ist der Verstärker als Differenzverstärker implementiert; und der erste Knoten des ersten Halbleiterschalters ist an den ersten Eingang des ersten Netzwerks über eine Mehrzahl von zwischen dem ersten Eingang und einem zweiten Eingang des Verstärkers gekoppelten Widerständen gekoppelt. Der erste Eingang des Verstärkers kann auch als virtuelle Masse ausgebildet sein.
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Gemäß einer weiteren Ausführungsform beinhaltet eine Schaltkondensatorschaltung einen einen ersten Eingangsanschluss und einen zweiten Eingangsanschluss umfassenden Differenzverstärker, einen ein an den ersten Eingangsanschluss gekoppeltes zweites Ende aufweisenden ersten Systemkondensator, einen ein an den zweiten Eingangsanschluss gekoppeltes zweites Ende aufweisenden zweiten Systemkondensator, einen einen an einen ersten Systemeingang gekoppelten ersten Knoten und einen an ein erstes Ende des ersten Kondensators gekoppelten zweiten Knoten umfassenden ersten Schalttransistor, einen einen an einen zweiten Systemeingang gekoppelten ersten Knoten und einen an ein erstes Ende des zweiten Systemkondensators gekoppelten zweiten Knoten umfassenden zweiten Schalttransistor und eine erste Bootstrapschaltung. Die erste Bootstrapschaltung beinhaltet einen an einen Steueranschluss des ersten Schalttransistors gekoppelten ersten Ausgang, einen an den ersten Systemeingang gekoppelten ersten Eingang, einen ein an den ersten Ausgang gekoppeltes erstes Ende und ein an ein erstes Taktsignal gekoppeltes zweites Ende umfassenden ersten Bootstrapkondensator und einen zwischen dem ersten Eingang und ersten Ausgang gekoppelten ersten Bootstraptransistor. Die erste Bootstrapschaltung ist dazu eingerichtet, ein geboostetes Aktivierungssignal am ersten Ausgang der ersten Bootstrapschaltung bereitzustellen, wenn das erste Taktsignal von einem ersten Zustand in einen zweiten Zustand übergeht. In einer Ausführungsform ist der Eingang der ersten Bootstrapschaltung direkt mit dem ersten Systemeingang verbunden.
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In einer Ausführungsform beinhaltet die erste Bootstrapschaltung weiterhin einen zwischen dem ersten Eingang und einem ersten Knoten eines zweiten Bootstrapkondensators gekoppelten zweiten Bootstraptransistor. Der erste Knoten des zweiten Bootstrapkondensators ist an einen Steuerungsknoten des ersten Bootstraptransistors, der erste Knoten des ersten Bootstrapkondensators ist an einen Steuerungsknoten des zweiten Bootstraptransistors, und ein zweiter Knoten des zweiten Bootstrapkondensators ist an die Gegenphase des ersten Taktsignals gekoppelt.
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In einer Ausführungsform beinhaltet die erste Bootstrapschaltung weiterhin eine erste zwischen dem ersten Eingang der ersten Bootstrapschaltung und dem ersten Ende des ersten Kondensators der ersten Bootstrapschaltung gekoppelte Schutzvorrichtung und eine zwischen dem ersten Eingang der ersten Bootstrapschaltung und dem ersten Ende des zweiten Kondensators der ersten Bootstrapschaltung gekoppelte zweite Schutzvorrichtung. In manchen Ausführungsformen sind die erste und zweite Schutzvorrichtung Zenerdioden.
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In einer Ausführungsform beinhaltet die Schaltkondensatorschaltung auch eine zweite Bootstrapschaltung. Diese zweite Bootstrapschaltung kann einen an einen Steuerungsanschluss des zweiten Schalttransistors gekoppelten ersten Ausgang, einen an den zweiten Systemeingang gekoppelten ersten Eingang und einen ein an den ersten Ausgang gekoppeltes erstes Ende und ein an ein zweites Taktsignal gekoppeltes zweites Ende umfassenden ersten Bootstrapkondensator beinhalten. Die Schaltkondensatorschaltung kann auch einen nicht überlappenden Taktgeber, der dazu eingerichtet ist, das erste Taktsignal und das zweite Taktsignal zu erstellen, beinhalten, sodass das erste Taktsignal nicht mit dem zweiten Taktsignal überlappt.
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In einer Ausführungsform beinhaltet die Schaltkondensatorschaltung einen zwischen dem ersten Systemeingang und dem zweiten Systemeingang gekoppelten Spannungsteiler. Ein Ausgang des Spannungsteilers ist mit dem ersten Eingang der ersten Bootstrapschaltung und dem zweiten Eingang der zweiten Bootstrapschaltung verbunden. In manchen Ausführungsformen ist der Spannungsteilerausgang dazu ausgebildet, eine Gleichtakteingangsspannung der Schaltkondensatorschaltung zu erstellen.
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In einer Ausführungsform beinhaltet die Schaltkondensatorschaltung weiterhin einen zwischen dem ersten Systemkondensator und dem ersten Eingangsanschluss des Differenzverstärker s gekoppelten dritten Schalttransistor und einen zwischen dem zweiten Systemkondensator und dem zweiten Eingangsanschluss des Differenzverstärker s gekoppelten vierten Schalttransistor. Der erste und zweite Schalttransistor ist dazu ausgebildet, mit einer höheren Spannung als der dritte und vierte Schalttransistor betrieben zu werden. Die Schaltkondensatorschaltung kann als Integrierer ausgeführt werden.
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Ein Vorteil von Ausführungssystemen und -verfahren beinhaltet die Möglichkeit, einen Schaltkondensatorverstärker mit einer großen Gleichtakteingangsbreite zu betreiben. Ein weiterer Vorteil beinhaltet die Möglichkeit, eine Schaltkondensatorschaltung bei großen Gleichtakttransienten zu betreiben. Ein weiterer Vorteil von Ausführungssystemen beinhaltet die Möglichkeit eine Schaltkondensatorschaltung zu implementieren, die die Möglichkeit hat eine große Gleichtakteingangsbreite in einem kleinen Bereich anzunehmen.
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Diese Erfindung wurde zwar unter Bezugnahme auf veranschaulichende Ausführungsformen beschrieben, aber diese Beschreibung ist nicht in einem einschränkenden Sinn zu verstehen. Verschiedene Modifizierungen und Kombinationen der veranschaulichenden Ausführungsformen wie auch anderer Ausführungsformen der Erfindung sind für einen Fachmann unter Bezugnahme auf die Beschreibung offensichtlich. Es ist daher beabsichtigt, dass die beiliegenden Ansprüche sämtliche solcher Modifizierungen oder Ausführungsformen umfassen.
