DE60025479T2

DE60025479T2 - Eingangsansteuerungsbegrenzer zur optimierung eines linearen wanderfeldröhrenverstärkers

Info

Publication number: DE60025479T2
Application number: DE60025479T
Authority: DE
Inventors: F. George Palos Verdes KIRKMAN
Original assignee: Hughes Electronics Corp
Current assignee: DirecTV Group Inc
Priority date: 1999-04-21
Filing date: 2000-04-19
Publication date: 2006-09-28
Anticipated expiration: 2020-04-20
Also published as: WO2000064047A1; CA2342155C; JP4001719B2; DE60025479D1; US6369648B1; EP1090457B1; JP2005295597A; CA2342155A1; EP1090457B9; JP2002542704A; EP1090457A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verstärkersystem für Wanderwellenröhren und auch ein Verfahren zum Verarbeiten eines Eingangssignals eines Wanderwellenröhrenverstärkers.
In dem Dokument US 4,066,965 wird eine Schaltung offenbart, um eine Hochfrequenzansteuerung für eine gitterartig angelegte Wanderwellenröhre („gridded traveling wave tube, GTWT") zu steuern, damit die Röhre über dem gesamten Hochfrequenzband und allen PRFs und Impulsbreiten in Sättigung betrieben wird. Demgemäß wird eine Steuerung durch Abtasten des GTWT-Ausgangs und durch Verwenden einer Rückkopplungsschaltung erzielt, um ein variables Eingangsdämpfungsglied zu der GTWT in Abhängigkeit davon zu variieren, ob sich der Ausgang erhöht oder verringert.
Ein weiteres System zum Optimieren einer Hochfrequenzeingangsansteuerung zu einem TWT-Verstärker über ein interessierendes Frequenzband wird in dem Dokument US 4,691,173 offenbart. Dieses System umfasst einen Mikroprozessor-basierten Controller, einen Hochfrequenzdetektor zum Erfassen des TWT-Ausgangs und ein variables Dämpfungsglied zum Einstellen der Eingangsansteuerung auf die TWT. Der Controller weist einen Analog-Digital-Wandler auf, um Videodetektorsignale zu wandeln und um digitale Hochfrequenzpegelsignale bereitzustellen, die für den TWT-Ausgangsleistungspegel repräsentativ sind. Auch werden Frequenzdaten an den Controller geliefert, die die Frequenz der Hochfrequenzerregersignale anzeigen, die die TWT ansteuern. Deshalb wird der Controller mit einer Frequenzinformation und einer Hochfrequenzpegelinformation versorgt und ist angepasst, das Dämpfungsglied zu steuern, um die TWT-Eingangsansteuerung auf eine optimale TWT-Ausgabe einzustellen. Des Weiteren ist das System in einem Kalibrierungsmodus betrieblich, wobei der Controller einem Kalibrierungsalgorithmus folgt, um die optimale Dämpfungseinstellung zu bestimmen, was in der maximalen Hochfrequenzausgabe für jede interessierende Freguenz resultiert.
Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein Systeme und Verfahren zum Verstärken von Signalen und insbesondere ein System und ein Verfahren zum Begrenzen der Durchschnittausgangsleistung eines Wanderwellenröhrenverstärkers, ohne eine Spitzenausgangsleistung zu begrenzen.
Ein Kombinieren einer Linearisierungseinrichtung mit einem Wanderwellenröhrenverstärker („traveling wave tube, TWT") ermöglicht einen effizienteren Betrieb eines Leistungsverstär kers, während eine lineare Leistung aufrechterhalten wird. Um diesen Vorteil voll auszunützen, ist es wünschenswert, die TWT auf die beste Effizienz beim Betriebspunkt zu optimieren. Bei den meisten TWT-Entwürfen resultiert ein Effizienzoptimieren bei einem kompensierten Betriebspunkt in einer Bedingung, bei der erhöhte Ansteuerpegel oberhalb des Betriebspunktes die TWT auf Grund eines Kollektorrückflusses und auf Grund von Strahldefokussierungsproblemen beschädigen können. Wird die TWT so entworfen, dass höhere Ansteuerpegel gehandhabt werden können, so resultiert dies ebenfalls in erhöhten Kosten und einer erhöhten Konstruktionskomplexität.
Eine Möglichkeit, die TWT zu schützen, ist es, eine Begrenzungseinrichtung für eine Eingangsansteuerung in die Linearisierungseinrichtung einzubauen. Leider ist ein Begrenzen des Ansteuerungspegels nicht mit einer linearen
Eine Möglichkeit, die TWT zu schützen, ist es, eine Begrenzungseinrichtung für eine Eingangsansteuerung in die Linearisierungseinrichtung einzubauen. Leider ist ein Begrenzen des Ansteuerungspegels nicht mit einer linearen Leistung des Systems kompatibel. Um eine lineare Leistung bei einem Mehrbandbetrieb zu ermöglichen, muss ein Verstärker eine Amplitudenmodulation-Amplitudenmodulation-Übertragungskennlinie („amplitude modulation-to-amplitude modulation, AM-AM") aufweisen, die für einen Bereich von Ansteuerpegeln oberhalb und unterhalb des Betriebspunkts linear ist. Dieses Erfordernis besteht auf Grund dessen, dass sich die verschiedenen Trägerfrequenzen bzw. Träger aufsummieren, was in hohen Spitzenleistungen resultiert. Die Spitzenleistung für z.B. zwei gleiche Träger liegt 6 dB oberhalb der individuellen mittleren Träger. Für mehrere Träger kann der Spitzenwert viel höher sein, das heißt, ungefähr 8,4 dB für 8 Träger betragen, die zufällige Phasen zueinander aufweisen. Jeder Begrenzer müsste auf einen Pegel eingestellt werden, der 6 oder mehr dB höher ist als der Betriebspunkt, und dies würde nahezu alle Vorteile eines Optimierens der TWT bei Gegenspannung eliminieren.
Eine andere Möglichkeit, die TWT zu schützen, ist es, Begrenzer zu verwenden, die sowohl eine Spitzenleistung als auch eine mittlere Leistung begrenzen. Diese werden unter Verwendung eines einfachen Sättigungsverstärkers implementiert. Solche Begrenzer bieten einen gewissen Schutz für die TWT, sie müssen aber, um eine lineare Leistung zu bewahren, auf einen Punkt eingestellt werden, der weit oberhalb des erforderlichen Betriebspunkts liegt. Dies begrenzt ihren Nutzen bei dieser Anwendung stark. Dieser Begrenzertyp wird üblicherweise auf einen Sättigungspunkt der TWT oder höher eingestellt und ermöglicht lediglich einen Schutz vor zufälligen Übersteuerungsbedingungen.
Obwohl Schaltungen zum Kompensieren der Verstärkungskomprimierung und -phase von nicht-linearen Verstärkern, wie z.B. Wanderwellenröhren, im Stand der Technik existieren, umfasst keine dieser Schaltungen einen Begrenzer, der eine mittlere Leistung begrenzt, ohne auch eine Spitzenleistung zu begrenzen. Obwohl z.B. das US-Patent 5,304,944, welches Copeland erteilt wurde, einen passiven Begrenzer offenbart, der aus PIN-Dioden aufgebaut ist, wird dieser Begrenzertyp nicht das Ergebnis der vorliegenden Erfindung erzielen, da er eine Spitzenleistung sowie eine mittlere Leistung begrenzt und deshalb eine Linearität verschlechtern wird, falls er nahe dem gewünschten Be triebspunkt eingestellt ist. Das US-Patent 5,598,127, welches Abbiati et al. erteilt wurde, offenbart einen Vorgang und eine Schaltung zum Einstellen der Kompensation von Verstärkungsverzerrungen bzw. -störungen in Mikrowellenverstärkern. Der Vorgang basiert auf einer Schaltung, die das Verhältnis von Spitzenleistung zu mittlerer Leistung überwacht und ein Signal zurückkoppelt, um die Kompensationsschaltung vor dem Verstärker einzustellen, und bei der die Steuerschaltung derart eingestellt wird, dass das Verhältnis von Spitzenleistung zu mittlerer Leistung des Ausgangs konstant bleibt. Diese Steuerschaltung stellt ein Mittel zum Aufrechterhalten einer linearen Leistung bei Gegenwart einer sich ändernden Verstärkerlinearität auf Grund von Zustandsänderungen oder Umgebungsänderungen bereit, stellt jedoch kein Mittel zum Schutz vor dem hohen Leistungsverstärker bereit, da die mittlere Leistung nicht gesteuert wird und sich über die Fähigkeiten des Verstärkers hinaus erhöhen könnte. Auch diese Schaltung vertraut auf eine Überwachung der Ausgangsleistung des Verstärkers, was dem Hochleistungssystem eine Komplexität und Verluste hinzufügt.
Die oben erwähnte US 4 066 965 offenbart ein Verstärkersystem mit einem steuerbaren variablen Eingangsdämpfungsglied zu dem Verstärker. Die Steuerung des variablen Eingangsdämpfungsglieds ist davon abhängig, ob sich der Ausgang des Verstärkers erhöht oder verringert.
Die US 4 691 173 zeigt ein Verstärkersystem, welches ähnlich zu dem Verstärkersystem der US 4 066 965 ist: ein variables Dämpfungsglied zum Einstellen der Eingangsansteuerung des Verstärkers wird in Reaktion auf ein Signal gesteuert, welches die Verstärkerausgangsleistung widerspiegelt, die durch einen Detektor bereitgestellt wird.
Die US 5 633 939 betrifft eine Compander-Schaltung zum Komprimieren und Aufweiten eines Signals in Kommunikationsvorrichtungen, wie schnurlosen Telefonen, die digitale Leitungsschaltungen verwenden, um die Verschlechterung einer Sprachkommunikationsqualität zu verhindern. Ein Lautstärken-Controller empfängt ein Eingangssignal Vin und stellt ein Ausgangssignal Vout bereit. In einem Betriebsmodus wird die Verstärkung des Lautstärken-Controllers in Abhängigkeit von dem Eingangssignal geschwächt. Deshalb wird das Ausgangssignal des Lautstärken-Controllers in Abhängigkeit des Eingangssignals geschwächt.
Die US 4 398 157 zeigt eine weitere Signalaufweitungs-/-komprimierungsschaltung. Ein Signaldehner empfängt ein Eingangssignal und weist Detektormittel auf, die auf das Eingangssignal reagieren, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, welches als Funktion der Einhüllenden des Eingangssignals variiert. Die Schaltung weist des Weiteren variable Verstärkungsmittel auf, die das Eingangssignal verarbeiten, um ein Ausgangssignal mit einer verbesserten dynamischen Reichweite vorzusehen. Der Betrieb der variablen Verstärkungsmittel, die dämpfend wirken können, wird durch den Ausgang der Detektormittel gesteuert.
Die US 5 631 968 zeigt eine Anpassungsschaltung für Audiosignale mit einem spannungsgesteuerten Verstärker („voltage controlled amplifier, VCA"). Ein Dämpfungsglied, welches mit dem Verstärker in Verbindung steht, ist nicht offenbart.
Angesichts dieses Stands der Technik ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein verbessertes Verstärkersystem und ein verbessertes Verfahren zum Verarbeiten eines Eingangssignals bereitzustellen, das den Verstärker vor zufälligen Ausschlägen einer mittleren Eingangsleistung schützt, ohne die Spitzenausgangsleistung zu begrenzen und ohne die Ausgangsleistung des Verstärkers zu überwachen, was bei Hochleistungssystemen zur Komplexität und einem Verlust beitragen würde.
Diese Aufgabe wird durch ein Verstärkersystem für Wanderwellenröhren gelöst, das aufweist: einen Wanderwellenröhrenverstärker; einen Detektor zum dynamischen Erzeugen eines Detektorsignals, welches proportional zu einer mittleren Leistung eines Eingangssignals und im Wesentlichen unabhängig von einer Spitzenleistung des Ausgangssignals ist; und ein Schwächungsglied, welches mit dem Detektor und dem Wanderwellenröhrenverstärker in Verbindung steht, um das Eingangssignal gemäß dem Detektorsignal dynamisch zu dämpfen.
Diese Aufgabe wird des Weiteren durch ein Verfahren gelöst, das die Schritte aufweist: dynamisches Bestimmen eines Detektorsignal, welches proportional zu einer mittleren Leistung des Eingangssignals und im Wesentlichen unabhängig von einer Spitzenleistung des Eingangssignals ist; dynamisches Dämpfen des Eingangssignals gemäß dem Detektorsignal; und Anlegen des dynamisch gedämpften Eingangssignals an den Wanderwellenröhrenverstärker, um ein Ausgangssignal zu erzeugen.
Wie zuvor erwähnt, muss eine optimierte TWT-Konstruktion eine Linearität ermöglichen und die TWT sogar gleichzeitig vor zufälligen Ansteuerpegelausschlägen schützen. Die Lösung dieser anscheinend inkompatiblen Konstruktionsziele beruht auf der Entdeckung, dass TWT-Fehlermodi und eine TWT-Linearität durch eine deutlich verschiedene Signal- und Leistungsdynamik beeinflusst werden. Die vorliegende Erfindung verwendet vorteilhafterweise eine gewisse Menge dieser Signaldynamikvorteile, um sowohl eine TWT-Linearität als auch einen Widerstand gegen Beschädigungen durch übermäßige Ansteuerpegel bereitzustellen.
Signalspitzen, denen man während einem Mehrträger- bzw. Mehrbandbetrieb begegnet, existieren lediglich für kurze Zeitdauern und beschädigen die TWT nicht. Der Unterschied zwischen einer Spitzenleistung und einer mittleren Leistung wird deutlicher (und zwar in einer vorhersagbaren Weise), wenn sich die Trägeranzahl erhöht. Ein Betreiben der TWT unter Mehrbandbedingungen wird keinen Schaden erzeugen, vorausgesetzt die mittlere Leistung wird nicht über den optimierten Betriebspunkt erhöht.
Die TWT kann jedoch durch übermäßige mittlere Leistungspegel beschädigt werden. Diese übermäßigen Pegel treten allgemein unter zufälligen Testbedingungen oder beim Betrieb auf Grund von Dämpfungsänderungen auf, wie z.B. bei Änderungen der atmosphärischen Dämpfung des Aufwärtsstreckensignals.
In Übereinstimmung mit dem Vorhergehenden offenbart die vorliegende Erfindung allgemein ein System mit einem abhängigen Dämpfungsglied mittlerer Leistung und einem TWTA. Falls es erforderlich ist, kann eine Vorverzerrungs-Linearisierungseinrichtung hinzugefügt werden, um eine Linearität weiter zu verbessern. Ein Dämpfungsglied, welches eine langsame Frequenzantwort aufweist, so dass Spitzenleistungen mit minimaler Dämpfung weitergeleitet werden, mittlere Leistungen jedoch einer starken Dämpfung unterworfen werden, ist vor dem Hochfrequenzeingang („radio frequency, RF") des TWTA angeordnet. Im Ergebnis erhält man ein System, das eine AM-AM-Übertragungskennlinie aufweist, die von einer mittleren Leistung abhängig ist. Für eine niedrige mittlere Leistung ist die Übertragungskurve linear, um Pegel anzusteuern, die den erforderlichen Betriebspunkt weit überschreiten. Falls die mittlere Leistung auf Pegel oberhalb des erforderlichen Betriebspunkts erhöht wird, ändert sich die Eingangsdämpfung und die Übertragungskurve verschiebt sich zu einer niedrigeren Ausgangsleistung, behält jedoch ihre Form bei. Auf diese Weise wird eine mittlere Ausgangsleistung beibehalten, die den TWTA bei dem gewünschten Betriebspunkt und nicht darüber ansteuert.
Die Implementierung des Durchschnittsleistungsbegrenzers kann durch eine spannungsgesteuerte Dämpfungsschaltung erzielt werden, die durch eine Detektorschaltung angesteuert wird, die im Wesentlichen eine unveränderliche bzw. eine Gleichstromspannung („direct current, DC") erzeugt, die proportional zu einer Durchschnittsleistung ist.
In Übereinstimmung mit dem Vorhergehenden offenbart die vorliegende Erfindung im Allgemeinen ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Begrenzen eines Durchschnittsleistungsausgangs eines Verstärkers, ohne den Spitzenleistungsausgang des Verstärkers zu begrenzen.
Das Verfahren weist die Schritte eines dynamischen Bestimmens eines Werts, der proportional zu einer Durchschnittsleistung eines Verstärkereingangssignals und im Wesentlichen unabhängig von einer Spitzenleistung des Verstärkereingangssignals ist, eines dynamischen Dämpfens des Verstärkereingangssignals gemäß dem Wert und eines Anlegens des dynamisch gedämpften Verstärkereingangssignals an einen Verstärker auf, um das Verstärkerausgangssignal zu erzeugen.
Die Vorrichtung weist einen Detektor zum dynamischen Erzeugen eines Detektorsignals, welches proportional zu einer Durchschnittsleistung des Eingangssignals und im Wesentlichen unabhängig von einer Spitzenleistung des Eingangssignals ist, und ein Dämpfungsglied auf, welches mit dem Detektor und dem Verstärker in Verbindung steht, um das Eingangssignal gemäß dem Detektorsignal dynamisch zu dämpfen.
Bei einer Ausführungsform weist der Detektor einen Stromgleichrichter auf, wie z.B. eine Diodenvorrichtung, die mit einem Tiefpassfilter in Serie geschaltet ist, was durch eine einfache Widerstandskapazitätsschaltung („resistive capacitive, RC") implementiert sein kann. Bei einer weiteren Ausführungsform weist das Dämpfungsglied einen Shunt-Begrenzer auf, wie z.B. einen selbstsperrenden Feldeffekttransistor („field effect transistor, FET") mit einer Gate-Elektrode, die an den Detektor gekoppelt ist.
Das Vorhergehende implementiert einen Durchschnittsleistungsbegrenzer, der eine TWT daran hindert, bei Ausgangsleistungen betrieben zu werden, die höher als der erforderliche Betriebspunkt sind. Ein Verwenden dieses Begrenzers ermöglicht es, die TWTs für eine Leistung bei dem erforderlichen Betriebspunkt zu optimieren, was in einer höheren Effizienz resultiert und das Bedürfnis eliminiert, den Verstärker für einen Leistungspegel zu dimensionieren, der größer als der erforderliche Betriebspunkt ist, was die Kosten und die Komplexität des Systems verringert. Der Leistungsbegrenzer schützt die TWT, während er die lineare Leistung der TWT nicht verschlechtert, indem die Durchschnittsleistung begrenzt wird, während es Spitzenleistungen kurzer Dauer ermöglicht wird, mit einem geringen Verlust zu passieren. Dies ermöglicht einen optimierten Wanderwellenröhrenverstärker, der sowohl hinsichtlich einer Linearität als auch einer Effizienz bei dem Betriebspunkt optimiert ist, während er die TWT vor zufälligen Ausschlägen von Eingangsansteuerpegeln schützt. Die vorliegende Erfindung ist insbesondere für Hochleistungs-Mikrowellenverstärkersysteme anwendbar, und umfasst insbesondere Systeme, die mit Mehrbandsignalen betrieblich sind.
Bezug nehmend auf die Figuren, in denen gleiche Bezugsziffern durchweg entsprechende Teile repräsentieren, zeigt:
1 ein Diagramm, das anschaulich das Verhältnis zwischen Intermodulationsprodukten und einer TWT-Übertragungsfunktionslinearität zeigt;
2 ein Diagramm, welches die Übertragungsfunktion eines idealen TWT-Verstärkers mit echten TWT-Verstärkereigenschaften vergleicht;
3 ein Diagramm einer Übertragungskurve, die bei einer Analyse des Verhältnisses zwischen dem Träger und einem Intermodulationsproduktpegel dritter Ordnung (C/3IM) verwendet wird;
4 ein Diagramm eines Verhältnisses zwischen dem Träger und einem Intermodulationsproduktpegel (C/3IM) für die in 3 gezeigte Übertragungskurve;
5 ein Diagramm eines aus zwei Trägern zusammengesetzten Signals;
6 ein Diagramm eines Vergleichs zwischen der Spitze und dem quadratischen Mittel („route mean square, RMS") einer elektrischen Feldintensität für Mehrbandsignale einer unterschiedlichen Tonanzahl;
7 ein Diagramm, das eine grafische Wiedergabe eines Signals aus acht Trägern gegenüber der Zeit darstellt;
8 ein Blockdiagramm, das eine Wiedergabe höchster Ebene eines linearen Wanderwellenröhrenverstärkers unter Verwendung eines Eingangsansteuerungsbegrenzers zeigt;
9 ein schematisches Diagramm, das eine Ausführungsform des Eingangsansteuerungsbegrenzers zeigt;
10 ein Flussdiagramm, das repräsentative Vorgangsschritte veranschaulicht, die beim Durchführen einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet werden; und
11 ein Flussdiagramm, das repräsentative Vorgangsschritte veranschaulicht, die beim Erfassen der Durchschnittsleistung des Eingangssignals und Verwenden der Durchschnittsleistung verwendet werden, um die Durchschnittsleistung zu begrenzen.
In der nachfolgenden Beschreibung wird auf die beigefügten Zeichnungen Bezug genommen, die einen Teil derselben bilden und die im Wege einer Veranschaulichung mehrere Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung zeigen. Es versteht sich, dass andere Ausführungsformen verwendet werden könnten und strukturelle Änderungen durchgeführt werden könnten, ohne den Schutzumfang der vorliegenden Erfindung zu verlassen.
Wie zuvor beschrieben, existiert das Problem, dass TWTs, um eine lineare Leistung zu ermöglichen, ausreichend weit unterhalb ihrer maximalen gesättigten Ausgangsleistungsfähigkeit betrieben werden. Dies resultiert in einer suboptimierten Leistung und in dem Erfordernis, dass die TWTs so zu konstruieren sind, dass sie höhere Betriebsleistungen überstehen, die unter Fehlerzuständen existieren können. Um die Vorteile der Erfindung vollständig zu verstehen, wird eine Beschreibung einer Verstärkerleistung in Anwesenheit von mehreren Trägern gegeben.
Um eine lineare Leistung zu erhalten, wenn ein Betrieb mit mehreren Trägersignalen stattfindet, muss ein Verstärker eine Leistungsübertragungskurve aufweisen, die bis zu Pegeln ausreichend weit über dem erforderlichen Betriebspunkt linear ist. Falls die Leistungsübertragung nicht linear ist, werden sich die Spitzen des zusammengesetzten Signals bzw. Signalgemischs verschlechtern, was in Intermodulationsprodukten resultiert, die erzeugt werden.
1 veranschaulicht eine Zeitbereichswiedergabe und eine Frequenzbereichswiedergabe eines Mehrbandeingangssignals aus zwei Tönen (die durch Trägerfrequenzen f₁ und f₂ repräsentiert werden). Wenn dieses Signal durch eine TWT mit einer Übertragungsfunktion geleitet wird, die nicht linear im Sinne von Leistung oder Phasenverschiebung ist, wird das Ausgangssignal Intermodulationsprodukte bei Frequenzen von (2f₁ – f₂) und (2f₂ – f₁) umfassen. Das Amplitudenverhältnis dieser unerwünschten Intermodulationsprodukte wird als das Verhältnis von Träger zu Intermodulation, oder C/IM, beschrieben.
Ein idealer Verstärker würde eine lineare Leistungsübertragung ohne eine Ausgangsleistung aufweisen, die sich um 1 dB für jede Erhöhung von 1 dB in einer Eingangsleistung erhöht. In der Realität zeigt ein TWT-Verstärker, selbst wenn er linearisiert ist, eine Sättigung bei einem Leistungspegel, bei dem die Erhöhung der Ausgangsleistung mit der Eingangsleistung geringer als 1dB pro dB oder sogar negativ ist. Ein Betrieb nahe oder oberhalb f₂) und (2f₂ – f_l). Das Verhältnis der Amplitude dieser unerwünschten Intermodulationsprodukte wird als das Träger-Intermodulations-Verhältnis, oder C/IM, beschrieben.
Ein idealer Verstärker würde eine lineare Leisungsübertragung mit einer Ausgangsleistung aufweisen, die sich um 1 dB für jede Erhöhung von 1 dB in einer Eingangsleistung erhöht. In der Realität zeigt ein TWT-Verstärker, selbst wenn er linearisiert ist, eine Sättigung bei einem Leistungspegel, bei dem die Erhöhung bei einer Ausgangsleistung mit einer Eingangsleistung geringer als 1dB pro dB oder sogar negativ ist. Ein Betreiben nahe oder oberhalb dieses Sättigungspunktes ist für lineare Systeme auf Grund der oben beschriebenen Intermodulationsverzerrung nicht nützlich.
Aus diesen Gründen ist es von Vorteil, den Eingangsleistungspegel zu der TWT hin auf einen Pegel unterhalb des Sätti gungspunktes zu begrenzen. Diese höhere TWT-Effizienz in dem linearen Betriebsbereich ermöglicht auf Grund der reduzierten Leistungshandhabungserfordernisse eine weniger komplexe Konstruktion. Dies könnte durch Vorsehen eines Begrenzers bei einem eingestellten Leistungspegel implementiert werden. Dies kann durch die Verwendung eines Begrenzers erzielt werden, der bei dem Sättigungspunkt der TWT eingestellt ist, um eine Linearität bis zum höchstmöglichen Punkt zu bewahren.
Es wird der Fall eines Eingangssignals mit einem einzigen Träger betrachtet, der durch die folgende Gleichung gegeben ist: A sin(ωt)
Ein solches Eingangssignal weist eine Spitzenamplitude von A und eine Durchschnittsamplitude auf, die proportional zu ½A² ist.
Des Weiteren wird der Fall eines Eingangssignals mit zwei Trägern betrachtet, die durch zwei gleiche Amplitudensignale mit zwei verschiedenen Frequenzen beschrieben sind. Dies kann durch die folgenden Gleichungen wiedergegeben werden: A sin(ω1τ + ϕ1), und A sin(ω2τ + ϕ2)
Jedes Signal weist eine Spitzenamplitude A auf und trägt eine Leistung, die durch Verwendung des Poyntingschen Theorems berechnet und proportional zu 1/2A² ist. Das kombinierte Signal wird unter Verwendung einer trigonometrischen Winkelsumme und Differenzverhältnissen repräsentiert durch: A sin(ω1τ + ϕ1) + A sin(ω2τ + ϕ2) = 2A sin[(ω1 + ω2)τ/2 + (ϕ1 + ϕ2)/2] cos[(ω1 – ω2)τ/2 + (ϕ1 – ϕ2)/2]
Das kombinierte Signal weist deshalb eine Spitzenamplitude von 2A auf und transportiert Leistungen, die proportional zu A² sind. Um eine Linearität zu wahren, muss ein Verstärker bis zu einem Spitzenwert von 2A eine lineare Übertragungskurve aufweisen. Ein einzelner Träger mit einer Amplitude von 2A transportiert eine Leistung, die proportional zu 2A² ist oder die 6 dB größer als jeder individuelle Träger ist. Deshalb muss der Begrenzer auf einen Pegel eingestellt sein, der zumindest 6 dB größer als jeder individuelle Träger ist.
3 und 4 zeigen eine Analyse, um den Träger bis zu einem Intermodulationsproduktpegel dritter Ordnung (C/3IM) für eine TWT-Übertragungskennlinie und eine TWT mit hartem Begrenzer zu bestimmen.
3 stellt ein Diagramm dar, das die Verstärkerübertragungskurven zeigt, die verwendet werden, um die in 4 gezeigten Ergebnisse zu erzeugen. Die TWT-Übertragungskurve (, die mit „einzelner Träger P_out(db)" bezeichnet ist,) stellt eine typische Kurve für einen Verstärker dar, der von der Electron Dynamics Division der Firma HUGHES ELECTRONICS hergestellt ist, wobei die begrenzte Kurve (, die mit „begrenzte einzelne Träger P_out(dB)" bezeichnet ist,) einen hypothetisch perfekten Begrenzer darstellt, der auf einen Pegel von 10 dB unterhalb des Einzelträger-Sättigungspunkts des Verstärkers eingestellt ist. Die mit „dynamisch begrenzte P_out" bezeichnete Kurve wird durch Verschieben der Kurve durch einen dynamischen Begrenzer zu höheren Eingangsansteuerpegeln erzeugt.
4 stellt ein Diagramm dar, das C/3IM zeigt, das für sowohl den begrenzten als auch den nicht begrenzten Fall berechnet ist. Im begrenzten Fall wird eine Verschlechterung von C/3IM für Eingangsansteuerpegel von –16dB pro Träger relativ zu dem Einzelträger-Sättigungspunkt beobachtet. Dies liegt 6 dB unterhalb des Begrenzereinstellpunkts, was das vorhergesagte 6-dB-Erfordernis bestätigt. Wenn eine dynamisch begrenzte Kurve verwendet wird, bleibt C/3IM konstant bei dem begrenzten Leistungspegel.
5 bis 7 zeigen Beispiele von Mehrbandsignalen. 5 zeigt ein Zweiträgersignalgemisch mit der charakteristischen Gestalt einer Sinuswelle, die mit einer Kosinusfunktion moduliert ist. Dies ist eine grafische Wiedergabe eines Signals, das ähnlich zu dem ist, welches bei der in 4 gezeigten Analyse verwendet wird. Die in 5 gezeigte Wellenform zeigt, dass die Spitzen des Signals bedeutend höher als ihr Mittelwert sind.
7 zeigt eine grafische Wiedergabe eines Signals aus acht Trägern gegenüber der Zeit. Die kurzzeitigen hohen Spitzen werden wie der vergleichbare niedrigere Durchschnittspegel des Signals auf einfache Weise beobachtet.
Es ist eine Durchschnittsleistung, die die TWT-Konstruktion ansteuert. Typischerweise liegt die Wärmezeitkonstante für eine Beschädigung der TWT durch hohe Durchschnittsleistungen in der Größenordnung von Millisekunden. Auf Grund der TWT-Wärmezeitkonstante ist eine übermäßige Durchschnittsleistung für eine Zeitdauer in der Größenordnung von Millisekunden typischerweise ausreichend, um eine TWT permanent zu beschädigen. Dabei müssen Signalspitzen (und somit eine Spitzenleistung) ohne Verzerrung passieren. Solche Signalspitzen sind typischerweise für Zeiten basierend auf dem Mikrowellensignal präsent, welches verstärkt wird, und liegen typischerweise in der Größenordnung von Nanosekunden oder sind geringer. Diese große Zeitkonstantentrennung ermöglicht eine Schaltung, die die TWT mit einer langsamen Antwort schützt, während die Wellenformen sich hinsichtlich eines Kurzzeitmaßstabs nicht verschlechtern.
8 stellt ein Diagramm dar, das ein Blockdiagramm eines Eingangsansteuerbegrenzers 100 zeigt, der eine solche Schaltung implementiert. Der Eingangsansteuerbegrenzer 100 weist einen Detektor 106 und ein Dämpfungsglied 108 auf, die mit einem Hochfrequenzeingangssignal 102 in Verbindung stehen. Das Eingangssignal 102 könnte optional mittels eines Signalvorkonditionierers 105 konditioniert sein, der einen Kanalvorverstärker 103 aufweist, der mit einer Vorverzerrungs-Linearisierungseinrichtung 104 in Verbindung steht, um die Linearität des Ausgangssignals 112 zu erhöhen, welches von dem Verstärker 110 in dem nicht gesättigten Bereich erhalten wird. Der Detektor 106 erzeugt aus dem Eingangssignal 102 dynamisch ein Detektorsignal 107, das proportional zu der Durchschnittsleistung des Eingangssignals 102 ist und im Wesentlichen unabhängig von der Spitzenleistung des Eingangssignals 102 ist. Der Detektor liefert das Detektorsignal 107 an das Dämpfungsglied 108. Optional wird das Detektorsignal 107 über einen Signalformer 109 an das Dämpfungsglied 108 zu nachfolgend beschriebenen Zwecken geliefert.
Der Verstärker 110 liefert bei Hochfrequenzen ein Ausgangssignal 112 und weist eine Wanderwellenröhre 114 und einen Leistungsverbesserer 116 auf. Der Leistungsverbesserer 116 liefert einen Hochspannungseingang an die Wanderwellenröhre 114 und liefert eine Versorgungsspannung an andere Komponenten.
aus dem Eingangssignal 102 dynamisch ein Detektorsignal 107, das proportional zu der Durchschnittsleistung des Eingangssignals 102 ist und im Wesentlichen unabhängig von der Spitzenleistung des Eingangssignals 102 ist. Der Detektor liefert das Detektorsignal 107 an das Dämpfungsglied 108. Optional wird das Detektorsignal 107 über einen Signalformer 109 an das Dämpfungsglied 108 zu nachfolgend beschriebenen Zwecken geliefert.
Der Verstärker 110 liefert bei Hochfrequenzen ein Ausgangssignal 112 und weist eine Wanderwellenröhre 114 und einen Leistungsverbesserer 116 auf. Der Leistungsverbesserer 116 liefert einen Hochspannungseingang an die Wanderwellenröhre 114 und liefert eine Versorgungsspannung an andere Komponenten.
Im Allgemeinen zeigt das ideale Verhältnis zwischen dem Eingangssignal 102 und dem Detektorsignal 107 eine lineare Proportionalität. Dies bedeutet, dass das Detektorsignal 107 linear proportional zu dem Eingangssignal 102 ist. Jedoch ist festzustellen, dass, obwohl die Proportionalität zwischen der Durchschnittsleistung des Eingangssignals 102 und des Detektorsignals 107 idealerweise linear ist, eine lineare Proportionalität zwischen dem Eingangssignal 102 und dem Detektorsignal 107 nicht erforderlich ist, um die vorliegende Erfindung in die Praxis umzusetzen. In Übereinstimmung mit der Beschreibung des Dämpfungsglieds 108, die nachfolgt, kann z.B. im Sinne einer Konstruktionswahl eine nicht lineare Proportionalität zwischen dem Eingangssignal 102 und dem Detektorsignal 108 durch eine geeignete Konstruktion des Dämpfungsglieds 108 Rechnung getragen werden, um beliebigen Nichtlinearitäten Rechnung zu tragen.
9 zeigt eine Ausführungsform des Eingangsansteuerbegrenzers 100. Wie in dieser Ausführungsform veranschaulicht, weist der Detektor 106 einen Stromgleichrichter 202 und ein Tiefpassfilter 204 auf. Bei der veranschaulichten Ausführungsform umfasst der Stromgleichrichter 202 eine Diode 206 mit einer Anode 207, die mit dem Eingangssignal 102 in Verbindung steht, das von einer Eingangssignalquelle 203 geliefert wird, und mit einer Katode 209, die an das Tiefpassfilter 204 gekoppelt ist. Der Stromgleichrichter 202 wandelt das Wechselstromeingangssignal 102 („alternating current, AC") in ein halbwellengleichgerichtetes (positiv für alle Zeitwerte) Signal. Wenn dieses Signal durch das Tiefpassfilter 204 gefiltert wird, wird ein Detektorsignal 107 erzeugt, das proportional zu der Durchschnittsleistung des Eingangssignals 102 ist. Es ist festzustellen, dass der Stromgleichrichter 202 durch andere Schaltungselemente mit einer ähnlichen Funktion ersetzt werden könnte. Z.B. kann eine zweifache oder vierfache Brücke unter Verwendung von vier Dioden implementiert werden, um ein Vollwellen-gleichgerichtetes Signal zu erzeugen, falls dies gewünscht ist.
Das Tiefpassfilter 204 weist ein Widerstandselement 208, wie z.B. einen Tiefpassfilterwiderstand, und ein Kapazitätsele ment 210 auf, wie z.B. einen Tiefpassfilter-Kondensator, der parallel gekoppelt ist. Das so gekoppelte Tiefpassfilter 204 implementiert eine Schaltung, bei der das Detektorsignal 207 dem gleichgerichteten Signal der Diode 206 gemäß einem Zeitkonstantenverhältnis erster Ordnung von 1/RC nacheilt.
In einigen Fällen können Tiefpassfilternetze mit Zeitkonstanten höherer Ordnung bevorzugt werden. Diese Wahl wird von dem Zeitdauerverhältnis zwischen den Durchschnittsleistungsänderungen und Spitzenleistungsimpulsen in dem Eingangssignal 102 abhängen. Somit kann das Tiefpassfilter im Sinne einer Konstruktionswahl konstruiert sein, um ein steileres Filtern von Eingangssignalen zu zeigen.
Bei einer Ausführungsform ist das Detektorsignal 107 direkt mit dem Dämpfungsglied 108 verbunden, das das Eingangssignal gemäß dem Detektorsignal dynamisch dämpft. Bei einer anderen Ausführungsform wird das Detektorsignal 107 durch einen Signalformer 212 geleitet, der ein Verstärkungsverhältnis zwischen dem Detektorsignal 107 und dem Dämpfungsglied 108 implementiert. Falls der Detektor 106 z.B. versagt, die erforderlichen Signalspannungen bereitzustellen, um die Dämpfungsschaltung geeignet anzusteuern, kann der Signalformer die Verstärkung des Signals einstellen oder einen Impedanzwandel anmelden, um eine Eingangsimpedanz der Dämpfungsschaltung anzupassen. Falls es gewünscht ist, kann der Signalformer 212 auch zusätzlich ein Tiefpassfilter oder ein Hochpassfilter implementieren, so dass die dynamischen Eigenschaften des Signals, welches in das Dämpfungsglied eintritt, zum Begrenzen der Durchschnittsleistung des Verstärkers 110 auf einen vorausgewählten oder dynamisch bestimmten Wert geeignet sind, um eine Beschädigung zu verhindern, während ein adäquater Durchlass von Signalspitzen erlaubt wird.
Bei einer Ausführungsform weist das Dämpfungsglied 108 eine Shunt-begrenzende Einrichtung zum elektrischen Koppeln des Eingangssignals 102 an Masse 226 auf. Die Shunt-begrenzende Einrichtung kann einen Feldeffekttransistor (FET) 214 aufweisen. Bei der veranschaulichten Ausführungsform weist der FET 214 eine Gate-Elektrode 216 auf, die mit dem Detektorsignal 107 in Verbindung steht (, das, wie zuvor beschrieben, optional durch den Signalformer 212 verarbeitet werden kann). Der FET 214 weist auch eine Source-Elektrode 218, die mit dem Eingangssignal 102 in Verbindung steht, und eine Drain-Elektrode auf, die mit der Masse 226 in Verbindung steht. Bei einer Ausführungsform ist der FET 214 ein Anreicherungs-FET, so dass eine Spannung von Null an der Gate-Elektrode 216 adäquat ist, um sicherzustellen, dass das Eingangssignal 102 nicht mit der Masse parallelgeschaltet wird. Der Anreicherungs-FET wird als spannungsgesteuerter Shunt-Begrenzer mit einer Gate-Spannung verwendet, die durch eine Durchschnittsleistungs-Detektorschaltung vorgesehen wird. Das Ergebnis ist eine Schaltung, deren Dämpfung von dem Durchschnittsleistungseingang abhängt. Alternativ können andere FET-Typen 214 verwendet werden, solange sie geeignet vorgespannt sind (, bspw. unter Verwendung des Signalformers 212), um sicherzustellen, dass das Eingangssignal 102 um den geeigneten Betrag zu geeigneten Zeiten parallelgeschaltet ist, um die beschriebene Durchschnittsleistungs-Begrenzungsfunktion zu bewirken.
Durch die geeignete Wahl von Komponenten wird ein Begrenzer realisiert, der eine langsame Reaktionszeit hat, so dass die Durchschnittsleitungen kurzer Dauer ohne eine Dämpfung durchlaufen, während die Durchschnittsleistung derart begrenzt ist, dass der gewünschte Betriebspunkt nicht überschritten wird. Auf diese Weise wird die dynamische Verstärkung und eine Phasenantwort nicht durch den Begrenzer beeinflusst, weshalb die Intermodulationsverzerrung nicht erhöht wird, die statische Verstärkung und Phasenantwort jedoch durch den Begrenzer modifiziert werden, der Schutzmittel für die TWT 114 bereitstellt. Mit diesem eingesetzten Begrenzer wird ein oberer Pegel an der Durchschnittseingangsansteuerung der TWT 114 eingestellt.
10 stellt ein Flussdiagramm dar, das repräsentative Vorgangsschritte veranschaulicht, die beim Durchführen einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet werden. Zuerst wird, wie in Block 302 gezeigt, ein Wert festgelegt, der proportional zu der Durchschnittsleistung des Eingangssignals 102 und im Wesentlichen unabhängig von der Spitzenleistung des Eingangssignals 102 ist. Diese Festlegung basiert auf einer Messung eines zeitveränderlichen Eingangssignals 102 und ist somit dynamischer Natur. Wichtig ist, dass das Verhältnis zwischen dem Eingangssignal und dem zuvor beschriebenen Wert nicht linear proportional sein muss, wie es zuvor hier beschrieben wurde. Obwohl der Wert im Wesentlichen unabhängig von der Spitzenleistung des Eingangssignals 102 ist, ist ein Restverhältnis zwischen dem Eingangssignal 102 und der Spitzenleistung erlaubt. Z.B. wurden bei den in der bisherigen Beschreibung beschriebenen Ausführungsformen die obigen Operationen unter Verwendung eines Stromgleichrichters 202 und eines Tiefpassfilters 204 erster Ordnung durchgeführt, das im Wesentlichen Spitzen eines Eingangssignals 102 dämpft, sie jedoch nicht vollständig eliminiert. Dementsprechend kann die vorliegende Erfin dung mit einer Restmanifestation der Kurzspitzen in die Praxis umgesetzt werden, die in dem Detektorsignal 107 enthalten sind. Somit müssen Werte, die oben bestimmt wurden, im Wesentlichen lediglich unabhängig von der Spitzenleistung des Eingangssignals 102 sein, wie es gefordert wird, um die Ziele der Erfindung, wie sie hier offenbart ist, zu bewirken, nämlich ein Begrenzen
Dann wird das Detektorsignal 107 gemäß dem gleichgerichteten und Tiefpass-gefilterten Eingangssignal parallelgeschaltet.
Unten stehende Tabelle I zeigt die Ergebnisse einer anfänglichen Analyse unter Verwendung einer computermodulierten Schaltung, die ähnlich zu der ist, wie sie in 9 offenbart ist.
Tabelle I
Die Detektorschaltung und die Dämpfungsschaltung wurden separat modelliert. Die zwei modulierten Fällen sind: (1) ein zusammengesetztes Zweiträgersignal, das mit geringem Verlust passieren muss, und (2) ein Einzelträgersignal mit der gleichen Spitzenamplitude, das zumindest um 3 dB gedämpft werden muss. Wie in Tabelle I veranschaulicht, zeigt die Spannung des Detektorsignals 107 eine Erhöhung von 0,3 V bzw. ungefähr 25 %, wenn das höhere Durchschnittsleistungssignal vorliegt. Diese Spannung allein ist nicht ausreichend, um den FET 214 auf das ge wünschte Leitungsniveau zu steuern. So wurde ein Signalformer 212, wie z.B. ein Verstärker, verwendet, um eine Niveauerhöhung von 3 V vorzusehen, um die Gate-Elektrode 216 des FET 214 anzusteuern. Wenn das höhere Durchschnittsleistungssignal vorliegt, wird der FET 214 leitend angesteuert und eine Dämpfung von 8,5 dB ermöglicht. Durch Einstellen des Signalformers 212 kann jede beliebige Dämpfungseigenschaft ermöglicht werden.
Dies schließt die Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung ab. Zusammenfassend lässt sich sagen, dass die vorliegende Erfindung ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Begrenzen eines Durchschnittsleistungsausgangs eines Verstärkers offenbart, ohne den Spitzenleistungsausgang des Verstärkers zu begrenzen.
Das Verfahren weist die Schritte auf: dynamisches Bestimmen eines Werts, der proportional zu einer Durchschnittsleistung eines Verstärkereingangssignals und im Wesentlichen unabhängig von einer Spitzenleistung des Verstärkereingangssignals ist, dynamisches Dämpfen des Verstärkereingangssignals gemäß dem Wert und Anlegen des dynamisch gedämpften Verstärkereingangssignals an einen Verstärker, um das Verstärkerausgangssignal zu erzeugen.
Dies schließt die Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung ab. Zusammenfassend lässt sich sagen, dass die vorliegende Erfindung ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Begrenzen eines Durchschnittsleistungsausgangs eines Verstärkers offenbart, ohne den Spitzenleistungsausgang des Verstärkers zu begrenzen.
Das Verfahren weist die Schritte auf: dynamisches Bestimmen eines Werts, der proportional zu einer Durchschnittsleistung eines Verstärkereingangssignals und im Wesentlichen unabhängig von einer Spitzenleistung des Verstärkereingangssignals ist, dynamisches Dämpfen des Verstärkereingangssignals gemäß dem Wert und Anlegen des dynamisch gedämpften Verstärkereingangssignals an einen Verstärker, um das Verstärkerausgangssignal zu erzeugen.
Die Vorrichtung weist einen Detektor zum dynamischen Erzeugen eines Detektorsignals, das proportional zu einer Durchschnittsleistung des Eingangssignals und im Wesentlichen unabhängig von einer Spitzenleistung des Eingangssignals ist, und ein Dämpfungsglied auf, das mit dem Detektor und dem Verstärker in Verbindung steht, um das Eingangssignal gemäß dem Detektorsignal dynamisch zu dämpfen.
Die vorliegende Erfindung ist insbesondere auf linearisierte Wanderwellenröhrensysteme im Weltall anwendbar. Viele Systeme erfordern, dass die Verstärker bei einer Ausgangsgegenspannung betrieblich sind, um eine Linearität zu erhalten, wobei typische Ausgangsgegenspannungsanforderungen 3 dB oder mehr betragen können. Leider kann es auf Grund von Fehlerbedingungen eine Zeit geben, während der der Verstärker in seine vollgesättigte Ausgangsleistung gefahren wird, weshalb der Verstärker diese Leistung handhaben können muss. Die vorliegende Erfindung eliminiert dieses Erfordernis, so dass der Verstärker lediglich die geforderte Betriebsleistung, nicht die höheren Fehlerbedingungen, handhaben muss. Dies resultiert in einer verringerten Komplexität des Verstärkers (, was eine Produktion von Wanderwellenröhrensystemen mit niedrigen Kosten ermöglicht,) und der Fähigkeit, den Verstärker bei dem Betriebspunkt weiter zu optimieren (, was eine Leistung erhöht).
Die vorhergehende Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wurde zum Zwecke einer Veranschaulichung und Beschreibung vorgesehen. Es ist nicht beabsichtigt, die Erfindung auf die präzise offenbarte Form zu beschränken. Viele Modifikationen und Abwandlungen sind angesichts der oben aufgeführten Lehre möglich. Da das Verhältnis zwischen der Durchschnittsleistung und der Spitzenleistung zumindest teilweise eine Funktion der Anzahl von Trägern ist, die in dem Datensignal verwendet werden, kann die vorhergehende Erfindung z.B. und Daten ermöglichen eine vollständige Beschreibung der Herstellung und Verwendung der Zusammensetzung der Erfindung. Viele Ausführungsformen der Erfindung können hergestellt werden, ohne den Schutzumfang der Erfindung zu verlassen, wie er in den Ansprüchen definiert ist.

Claims

Verstärkersystem (100, 110) für Wanderwellenröhre mit: einem Wanderwellenröhrenverstärker (100); einem Detektor (106) zum dynamischen Erzeugen eines Detektorsignals (107), welches proportional zu einer durchschnittlichen Leistung eines Eingangssignals (102) und im Wesentlichen unabhängig von einer Spitzenleistung des Eingangssignals (102) ist; und einem Dämpfungsglied (108), welches mit dem Detektor (106) und dem Wanderwellenröhrenverstärker (110) verbunden ist, zum dynamischen Dämpfen des Eingangssignals (102) gemäß dem Detektorsignal (107).
Verstärkersystem für Wanderwellenröhre nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Detektor (106) einen Stromgleichrichter (202) aufweist, der seriell an ein Umgehungsfilter (204) gekoppelt ist.
Verstärkersystem für Wanderwellenröhre nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Umgehungsfilter (204) zumindest ein Widerstandselement (208) aufweist, welches parallel mit zumindest einem kapazitiven Element (210) gekoppelt ist.
Verstärkersystem für Wanderwellenröhren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass ein Widerstand des Widerstands elements (208) und die Kapazität des kapazitiven Elementes (210) derart gewählt sind, dass eine Detektorzeit im Wesentlichen auf größer als zehn Mikrosekunden begrenzt ist.
Verstärkersystem für Wanderwellenröhre nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass das Dämpfungsglied (108) einen Shunt-Begrenzer (214) zum elektrischen Koppeln des Eingangssignals (102) an Masse (226) gemäß dem Detektorsignal (107) aufweist.
Verstärkersystem für Wanderwellenröhre nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Shunt-Begrenzer (214) einen Feldeffekttransistor (FET) (214) mit einer Gate-Elektrode (216), die mit dem Detektorsignal (107) verbunden ist, und eine Drain-Elektrode (220) aufweist, die mit Masse (226) verbunden ist.
Verfahren zum Verarbeiten eines Eingangssignals (102) eines Wanderwellenröhrenverstärkers (110) mit den folgenden Schritten: dynamisches Bestimmen eines Detektorsignals (107), welches proportional zu einer durchschnittlichen Leistung des Eingangssignals (102) und im Wesentlichen unabhängig von einer Spitzenleistung des Eingangssignals (102) ist; dynamisches Dämpfen des Eingangssignals (102) gemäß dem Detektorsignal (107); Anlegen des dynamisch gedämpften Eingangssignals an den Wanderwellenröhrenverstärker (110), um ein Ausgangssignal zu erzeugen.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei der Schritt des Bestimmens des Detektorsignals (107), welches proportional zur durchschnittlichen Leistung des Eingangssignals (102) und im Wesentlichen von der Spitzenleistung des Eingangssignals (102) unabhängig ist, die folgenden Schritte aufweist: Gleichrichten des Eingangssignals (102); und Tiefpass-Filtern des gleichgerichteten Eingangssignals (102).