DE69127790T2

DE69127790T2 - Optischer empfänger in gegentaktschaltung

Info

Publication number: DE69127790T2
Application number: DE69127790T
Authority: DE
Inventors: Herman Kruse; Frank Little; John Megna
Original assignee: Scientific Atlanta LLC
Current assignee: Scientific Atlanta LLC
Priority date: 1990-02-16
Filing date: 1991-02-11
Publication date: 1998-01-15
Anticipated expiration: 2011-02-12
Also published as: US5239402A; JPH05500297A; AU7485191A; EP0469143A1; AU638119B2; WO1991012658A1; ES2107457T3; DE69127790D1; EP0469143A4; KR920702080A; EP0469143B1; CA2050680C; ATE158902T1; CA2050680A1

Description

TECHNISCHES GEBIET

Die vorliegende Erfindung betrifft optische Übertragungssysteme und betrifft insbesondere einen optischen Empfänger mit einem verbesserten Dynamikbereich zum Empfangen von optischen Signalen, die mit breitbandigen Videosignalen amplitudenmoduliert sind.

Stand der Technik

In den letzten Jahren bestand ein großes Interesse an der Übertragung von Videosignalen über optische Fasern. Diese Art der Signalübertragung bietet eine Reihe von Vorteilen gegenüber der Übertragung von Signalen über ein herkömmliches Ohm-Koaxialkabel, wie die Videosignalverteilung derzeit gewöhnlich in CATV-Systemen erzielt wird. Optische Fasern haben aufgrund der ihnen innewohnenden Eigenschaften eine größere Kapazität zum Führen von Information als Koaxialkabel. Zusätzlich hierzu ergibt sich bei optischen Fasern eine geringere Signaldämpfung als in Koaxialkabeln, die zum Führen von Radiofrequenzsignalen ausgelegt sind. Demzufolge können optische Fasern größere Distanzen zwischen Signalregeneratoren überbrücken als es mit einem Koaxialkabel möglich ist. Zusätzlich hierzu vermeidet die dielektrische Natur von optischen Fasern jegliche Probleme hinsichtlich elektrischer Kurzschlüsse. Schließlich ist eine optische Faser gegenüber elektromagnetischer Umgebungsinterferenz (EMI) immun und erzeugt selber keine EMI.
Die Amplitudenmodulation eines optischen Signals mit einem breitbandigen Radiofrequenzsignal erfordert eine Lichtmodulationsvorrichtung wie einen Laser, der über einen breiten dynamischen Betriebsbereich eine lineare Charakteristik hat.
Bis vor kurzem war es schwierig, Laser herzustellen, deren Beziehung zwischen Eingangsstrom und optischem Ausgang über mehr als einen außerordentlich begrenzten Bereich linear ist. Aufgrund dieser Schwierigkeit, Laser zu erhalten, die zur Unterstützung einer analogen Amplitudenmodulation hinreichend linear sind, wurde bis vor kurzem die digitale Modulation als das primäre Mittel zum Übertragen von Information durch optische Signale angesehen. Die digitale Modulation erfordert zum Übertragen von Information (z.B. Amplitudenmodulation oder Frequenzmodulation einer Trägerfrequenz, die den Laserausgang moduliert) nicht wie analoge Mittel, einen Laser mit einem großen dynamischen Bereich vorzusehen. Die digitale Modulation des Lasers bietet eine hohe Signalqualität und ist darüber hinaus mit Telefonverbindungen und Speisenetzwerken kompatibel. Aufgrund der breitbandigen Natur von Videosignalen verbraucht eine Digitalisierung dieser Signale jedoch außerordentlich große Beträge an Kanalkapazität. Ein typisches Videosignal nimmt eine Bandbreite von 6 MHz ein. Die Übertragung dieser Information auf digitale Weise erfordert eine digitale Datenübertragungsrate von etwa 45 Megabit pro Sekunde. High-Definition-Video (HDTV) erfordert eine digitale Datenübertragungsrate von bis zu 145 Megabit pro Sekunde. Darüber hinaus sind Kodierer und Dekodierer zum Wandeln von analogen Videosignalen in die digitale Form und zum Zurückwandeln dieser digitalen Signale in die analoge Form zur Wiedergabe mittels eines herkömmlichen Fernsehers relativ teuer. Demzufolge ist die analoge Übertragung von Videosignalen potentiell sehr viel ökonomischer als die digitale Übertragung derartiger Signale.
Jüngste Fortschritte bei der Lasertechnologie machten die analoge Modulation von optischen Signalen möglich. Derzeit verfügbare Fabry-Perot-Laser (FP-Laser) und Laser mit verteilter Rückkopplung (DFB-Laser) haben eine hinreichend lineare Charakteristik, so daß diese als analoge Modulatoren von optischen Signalen verwendet werden können.
Eine derartige Maßnahme zur analogen Übertragung besteht darin, das Fernsehbasisbandsignal dazu zu verwenden, einen Radiofrequenzträger frequenzzumodulieren. Dieser modulierte Radiofrequenzträger wird wiederum dazu verwendet, ein optisches Signal zu modulieren. Eine solche Frequenzmodulation ist gegenüber Rauschen weniger empfindlich als eine Amplitudenmodulation, erfordert jedoch für jeden übertragenen Fernsehkanal mehr Bandbreite als Amplitudenmodulationsverfahren. Daher ist die Anzahl von Fernsehkanälen, die von jeder optischen Übertragung (z.B. jeder optischen Faser) in einem FM-basierten System geführt werden können, gewissermaßen begrenzt. Da darüber hinaus das NTSC-Standardformat für Video eine Amplitudenmodulation des Videoträgers verlangt, sind entweder am Orte des Fernsehempfängers oder an dem Ort, an dem der Faserübertragungsabschnitt mit einem Koaxialkabel- Verteilungsnetzwerk verbunden ist, Mittel zum Umwandeln von FM-Signalen in ein amplitudenmoduliertes NTSC-Format erforderlich. Die Notwendigkeit, eine solche Wandlung von FM in NTSC-AM vorzunehmen, führt zu höheren Kosten des Systems.
In Anbetracht des Obenstehenden wird ein System, bei dem das Videobasisbandsignal ein Radiofrequenzträgersignal amplitudenmoduliert, das wiederum ein optisches Signal amplitudenmoduliert, gegenüber anderen Systemen vom Gesichtspunkt der Kosten und der Einfachheit her bevorzugt. Diverse pHänomene begrenzen jedoch die Zahl von Radiofrequenzkanälen, die von derzeitigen optischen Verbindungen geführt werden können, bei denen die Intensität der Lichtsignale amplitudenmoduliert wird. Ein erstes dieser pHänomene liegt in einer Begrenzung des Betrages von Radiofrequenzenergie, der einem Laser oder einer anderen lichterzeugenden Vorrichtung als ein modulierendes Signal zugeführt werden kann, bevor verschiedene Arten von Verzerrungen von der Lichterzeugungsvorrichtung erzeugt werden. Diese Leistungsbegrenzung betrifft die Summe der Radiofrequenz-Leistungsbeiträge zu jedem Radiofrequenzkanal. Wenn es daher gewünscht ist, 80 Radiofrequenzkanäle über eine einzelne optische Verbindung zu übertragen, beträgt die verfügbare Leistung für jeden Kanal nur die Hälfte der Leistung, die verfügbar wäre, wenn nur 40 Kanäle durch die optische Verbindung übertragen würden. Eine derartige Begrenzung der Leistung von jedem Radiofrequenzträger bringt jeden dieser Träger näher zu dem Pegel des "weißen Rauschens" des Systems und beeintrchtigt daher auf nachteilige Weise das Verhältnis von Signal zu Rauschen des Sytems. Ein Vermindern der Kanalanzahl, die von jeder optischen Verbindung geführt wird, um das Signal-Rausch-Verhältnis zu verbessern, führt zu einem Anstieg der zu verwendenden Laser und der gesamten Komplexität und der Kosten des Systems. Andererseits kann ein Erhöhen des Betrages der dem Laser zugeführten Radiofrequenzleistung über gewisse Grenzen hinaus verursachen, daß der Laser diverse Arten von Verzerrungen erzeugt, die nachstehend erläutert werden.
Wenn das einem Laser zugeführte modulierende Signal verursacht, daß der Laser in einem nichtlinearen Teil seiner Charakteristik von Eingangssignal zu Lichtausgang angesteuert wird, können harmonische Verzerrungen erzeugt werden. Die Produkte dieser Art von Verzerrung sind Signale, die ganzzahlige Vielfache der "primären" Frequenz sind. Die zweite Harmonische von 54 MHz ist z.B. 108 MHz Wenn daher die von einem System eingenommene Bandbreite so ist, daß Kanäle bei sowohl 54 MHz als auch 108 MHz vorliegen, interferieren die zweiten Harmonischen des 54 MHz-Kanals mit den Signalen des 108 MHz-Kanals. Intermodulationsverzerrungen sind bei amplitudenmodulierten Systemen ebenfalls besonders zu beachten. Solche Verzerrungen führen zu Verzerrungsprodukten bei Frequenzen, die die Summe oder die Differenz von zwei anderen Frequenzen sind. Die Verzerrungsprodukte sind die Summendifferenz von zwei Primärfrequenzen, werden Verzerrungsprodukte zweiter Ordnung genannt und sind besonders störend. Beispielsweise können ein Videokanal bei MHz und ein weiterer Videokanal bei 204 MHz ein Verzerrungsprodukt zweiter Ordnung bei 54 MHz (der Differenzfrequenz) und bei 354 MHz (der Summenfrequenz) erzeugen. Verzerrungsprodukte dritter Ordnung werden erzeugt durch das Mischen einer primären Frequenz mit einem Verzerrungsprodukt zweiter Ordnung. Dies erzeugt Verzerrungsprodukte dritter Ordnung bei der Summe und bei der Differenz zwischen der primären Frequenz und der Frequenz des Verzerrungsproduktes zweiter Ordnung. Verzerrungsprodukte dritter Ordnung können auch erzeugt werden, indem Signale bei drei Frequenzen miteinander gemischt werden oder durch die Erzeugung von dritten Harmonischen.
Es versteht sich, daß ein Verfahren, mit den obigen Problemen umzugehen, darin besteht, Detektoren und Verstärker einzusetzen, die in hohem Maße linear sind und somit gegenüber harmonischen und Intermodulationsverzerrungen relativ unempfindlich sind. Es ist insbesondere wichtig, daß das Produkt der Verzerrungsprodukte zweiter Ordnung minimiert wird. "Optische Empfänger" sind Kombinationen solcher Detektoren und Verstärker, die dazu dienen, amplituden moduliertes Licht in herkömmliche breitbandige RF-Ausgangssignale zu wandeln, die Mehrkanal-Video- und/oder Datenträger umfassen. Solche optischen Empfänger sollten über eine Bandbreite von etwa 50 MHz bis 550 MHz wirksam sein, um mit der derzeitigen Übertragungstechnologie auf Koaxialkabelbasis kompatibel zu sein. Es ist wünschenswert, daß ein optischer Empfänger bei Frequenzen größer als 550 MHz wirksam ist, um zusätzliche Bandbreite aufzunehmen, die für künftige CATV- Systeme erforderlich sein könnte.
Detektoren zum Wandeln einer Amplitudenmodulation eines optischen Signals in ein elektrisches Radiofrequenzsignal entsprechend der Modulation können z.B. eine Photodiode aufweisen, wie die Photodiode PIN-55D, die von PCO Inc., Chatsworth, Kalifornien, hergestellt wird. Dieser Bauteiltyp erzeugt einen Ausgangsstrom entsprechend der Amplitude des darauf abgestrahlten Lichtes. Zum Wandeln des Stromausgangssignals einer solchen Photodiode in ein Spannungssignal, das zur Übertragung auf einem herkömmlichen 75 OHM CATV-Koaxialkabel geeignet ist, ist ein Verstärkertyp verwendet worden, der als Hochimpedanzverstärker bekannt ist. Eine allgemeine schematische Ansicht eines solchen Hochimpedanzverstärkers ist in Fig. 1 gezeigt. Der Kondensator C1 der Schaltung bildet im wesentlichen eine Kurzschlußschaltung für Radiofrequenzsignale, sperrt jedoch gegenüber jeglichem Gleichstrom, der übertragen wird. Optische Energie von einer optischen Faser 1 wird über eine Photodiode 2 eingekoppelt, die als ein Wandler für optische Leistung in elektrischen Strom wirkt. Dieser Strom fließt durch R1 und R2 und erzeugt ein entsprechendes Radiofrequenz (RF)-Spannungssignal an der Basis eines Feldeffekttransistors ("FET") Q1. Der Ausgang des FET Q1 steuert ein 85 Ohm-Koaxialkabel über einen Kondensator C2 an. Ein Problem, das mit der Verwendung eines solchen Hochimpedanzverstärkers zum Verstärken eines breitbandigen Signals einhergeht, besteht darin, daß bei den in Frage stehenden Frequenzen die verteilte Kapazität der Schaltung zur Erde (Cd) gekoppelt mit der relativ hohen Eingangsimpedanz der Schaltung dazu neigt, die Frequenzantwort der Schaltung bei hohen Frequenzen zu dämpfen ("Hochfrequenzdämpfung"). Das Hinzufügen von zusätzlichen Schaltkreisen zum Abflachen dieser Antwort kann die Leistungsfähigkeit der Schaltung hinsichtlich Rauschen und Verzerrungen verschlechtern.
Ein Verstärkertyp, der dazu neigt, das Problem der Hochfrequenzdämpfung, das mit den Hochimpedanzverstärkern einhergeht, zu vermeiden, ist als Transimpedanzverstärker bekannt. Eine vereinfachte Version eines solchen Transimpedanzverstärkers ist in Fig. 2 gezeigt. Dieser dargestellte Transimpedanzverstärker ist dem Hochimpedanzverstärker von Fig. 1 ähnlich mit der Ausnahme des Zusatzes eines Rückkoppelpfades mit einem Verstärker Rf und einem Kondensator Cf zwischen dem Drain und dem Gate des Feldeffekttransistors Q1. Eine Eigenschaft dieser Schaltung besteht darin, daß ihre Eingangsimpedanz etwa gleich Rf geteilt durch 1 plus der Transkonduktanz (Gm) der Schaltung ist (Rf/1+Gm)s Daher kann die Eingangsimpedanz eines Transimpedanzverstärkers mit einer Verstärkung von 9 in Abhängigkeit von der Auswahl eines geeigneten Widerstandswertes für Rf eine Größenordnung von 100 Ohm haben. Im Vergleich hierzu könnte ein ähnlicher Hochimpedanzverstärker eine Eingangsimpedanz von 3,5 Kiloohm oder mehr haben. Diese relativ geringe Eingangsimpedanz minimiert das Problem der Hochfrequenzdämpfung im Frequenzband von 50 bis 550 MHz.
Sowohl Transimpedanzverstärker als auch Hochimpedanzverstärker sind gegenüber Problemen von Verzerrungen zweiter oder anderer gerader oder ungerader Ordnung empfänglich, wenn sie zur Verstärkung einer hohen Anzahl von Fernsehträgerfrequenzen verwendet werden. Bei Hochimpedanzverstärkern sind diese Verzerrungsprodukte am unteren Ende des Frequenzbandes tendenziell schwerwiegender. Bei Transimpedanzverstärkern ist das Problem von Verzerrungsprodukten zweiter Ordnung über das gesamte Betriebsband im wesentlichen gleichbleibend.
Die DE-A-2 929 083 betrifft einen Transimpedanzverstärker mit einem breiten Band und offenbart inbesondere die Verstärkung von Signalen von einem Photodetektor durch komplementär angeordnete Verstärker, so daß zwei Ausgänge bereitgestellt werden.
Die vorliegende Erfindung stellt einen Verstärker bereit, der dazu ausgelegt ist, ein von einem optischen Detektor erzeugtes Signal zu verstärken, das mit dem Leistungspegel eines optischen Signals variiert, das an den Detektor angelegt ist, wobei der Verstärker aufweist:
erste Mittel, die dazu ausgelegt sind, das Signal zu verstärken;
zweite Mittel, die dazu ausgelegt sind, das Signal zu verstärken; und Mittel zum Verbinden eines Ausgangsanschlusses der ersten Verstärkermittel mit einem Ausgangsanschluß der zweiten Verstärkermittel in einer Gegentaktbeziehung;
dadurch gekennzeichnet, daß weiterhin vorgesehen wird: ein Abstimmnetzwerk, das eine variable Induktivität aufweist, die zwischen einem Eingangsanschluß der ersten Verstärkermittel und einem Eingangsanschluß der zweiten Verstärkermittel zum Optimieren der Verstärkung eines auswählbaren Bandes von Radiofrequenzen angeschlossen ist.
Die vorliegende Erfindung stellt auf vorteilhafte Weise einen optischen Empfänger bereit, der gegenüber früheren Empfängern für das fragliche Frequenzband wesentlich linearer ist. Diese Linearität verhindert im wesentlichen alle Probleme bezüglich harmonischen und Intermodulationsverzerrungen, die sich bei bisherigen optischen Empfängern ergeben.
Erfindungsgemäß wird die Nichtlinearität des Verstärkerschaltkreises des Empfängers auf wirksame Weise dadurch ausgelöscht, daß ein Paar von aneinander angepaßten Verstärkerstufen verwendet wird, die in einer Gegentaktkonfiguration verbunden sind. Da die Nichtlinearitäten von jeder dieser Verstärkerstufen relativ ähnlich ist, löscht die symmetrische Konfiguration eines Gegentaktverstärkers diese Nichtlinearitäten tendenziell aus und verhindert so das Problem, daß sowohl geradzahlige als auch ungeradzahlige harmonische und Intermodulationsprodukte der Eingangsfrequenzen erzeugt werden.
Bei einer derzeit bevorzugten, jedoch nichtsdestotrotz illustrativen Ausführungsform der Erfindung, werden die am Ausgang einer Photodiode erzeugten Signale den Eingängen eines Paares von Transimpedanzverstärkerstufen zugeführt. Die Ausgänge von jeder dieser Transimpedanzstufen speisen jeweilige Hochimpedanz-Pufferverstärker. Diese Hochimpedanz- Pufferverstärker sind in einer Gegentaktkonfiguration mit entgegengesetzten Enden der Primärwicklung eines Ausgangstransformators verbunden. Ein Mittenabgriff der Primärwicklung des Transformators ist über einen Sperrkondensator geerdet, um eine Radiofrequenzerde bereitzustellen. Die Sekundärwicklung des Ausgangstransformators kann dazu ausgelegt sein, eine herkömmliche 75 Ohm CATV-Koaxialkabelausrüstung über ein optionales Entzerrungsnetzwerk zu speisen.
Ein Merkmal der Erfindung besteht in einem Abstimmnetzwerk, das zwischen den Eingängen der zwei Transimpedanzstufen angeschlossen ist. Dieses Abstiinrnnetzwerk optimiert das Verhalten des Verstärkers innerhalb eines vorab ausgewählten Bandes von Frequenzen.
Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen breitbandigen optischen Empfänger anzugeben, der gegenüber harmonischen und Intermodulationsverzerrungen relativ unempfindlich ist.
Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, daß der Empfänger eine relativ flache Frequenzantwort über einen breiten Bereich der Radiofrequenzmodulation des optischen Eingangssignals aufweist.
Es ist noch eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung daß der obige Empfänger mittels diskreter Bauteile implementierbar ist, so daß die Eingangsimpedanz des Verstärkers des Empfängers in Übereinstimmung mit der erwarteten Stärke des optischen Signals ausgewählt werden kann.

Kurze Beschreibung der Zeichnung

Die obigen und weitere Aufgaben und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachstehenden detaillierten Offenbarung der Erfindung und der beigefügten Zeichnung, in der:
Fig. 1 eine schematische beispielhafte Darstellung eines Hochimpedanzverstärkers des Standes der Technik ist;
Fig. 2 ein Beispiel eines Transimpedanzverstärkers des Standes der Technik zeigt;
Fig. 3 ein Diagramm ist, das die Beziehung zwischen der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung eines typischen Eintakt-Verstärkers ist;
Fig. 4 ein Blockdiagramm eines breitbandigen Gegentaktverstärkers gemäß der vorliegenden Erfindung ist; und
Fig. 5 eine detaillierte schematische Ansicht einer derzeit bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist.

Modus (Modi) zum Ausführen der Erfindung

Bei Eintakt-Verstärkern des Standes der Technik (z.B. die oben erörterten Hochimpedanz- und Transimpedanzverstärker) sind die Verzerrungskomponenten, die die größten Probleme darstellen, Intermodulationsprodukte zweiter Ordnung. Solche Produkte zweiter Ordnung werden gebildet, wenn beliebige zwei Frequenzen am Eingang des Verstärkers angelegt werden. Das Ausgangssignal des Verstärkers wird nicht nur die primären Eingangsfrequenzen, sondern auch Frequenzkomponenten umfassen, die gleich der Summe und der Differenz dieser zwei Eingangsfrequenzen sind. Bei einem breitbandigen Verstärker können diese Summen- und/oder Differenzfrequenzen innerhalb des interessierenden Frequenzbandes liegen und somit mit einem anderen primären Eingangssignal interferieren. Bei einem idealen Verstärker, bei dem eine lineare Beziehung zwischen dem Eingangssignal und dem Ausgangssignal vorliegt, werden Verzerrungsprodukte zweiter Ordnung nicht erzeugt. Eine realistischere Beziehung zwischen der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung bei einem breitbandigen Verstärker ist in Fig. 3 dargestellt. Wie es Fig. 3 zu entnehmen ist, liegt zwischen den Punkten A und B der Kurve ein linearer Bereich vor. Eingangssignale unterhalb des Punktes A oder oberhalb des Punktes B führen zu verzerrten Ausgangssignalen. Es ist herausgefunden worden, daß man durch Verwenden von zwei Verstärkern in einer Gegentaktbeziehung erreichen kann, daß sich die Nichtlinearitäten in der Eingangs/Ausgangs-Charakteristik der zwei Verstärker wechselseitig kompensieren, wodurch Verzerrungen vermindert werden, die sowohl aufgrund von geradzahligen als auch ungeradzahligen harmonischen Frequenzen erzeugt werden. Es ist herausgefunden worden, daß diese Anordnung besonders nützlich zum Reduzieren von Verzerrungen zweiter Ordnung ist.
Fig. 4 zeigt ein vereinfachtes Blockdiagramm eines breitbandigen optischen Empfängers gemäß der vorliegenden Erfindung. Eine optische Faser 10 führt ein amplitudenmoduliertes optisches Signal zu einem Photodetektor 20. Dieser Photodetektor kann z.B. eine Photodiode sein, die geeignet um eine Bias-Gleichspannung ("VBias.) vorgespannt ist, die über ein geeignetes Vorspann-Netzwerk mit Widerständen RBias1 und RBias2 angelegt wird, um zwischen den Anschlüssen 21 und 22 des Photodetektors einen Gleichstrom zu erzeugen, wenn der Photodetektor durch das optische Eingangssignal angeregt wird. Der Gleichstrom zwischen den Anschlüssen 21 und 22 enthält eine Wechselstromkomponente, die dem Wechselstromsignal entspricht, das das optische Signal moduliert. Es ist typisch, daß diese Wechselstromkomponente im Bereich zwischen 50 MHz und 550 MHz und größer liegt. Die Wechselstromkomponente wird von dem Gleichstromsignal durch Sperrkondensatoren CB1 und CB2 getrennt und durch Verstärkerstufen 100 und 200 verstärkt. Die Ausgänge der Verstärker 100 und 200 sind mit Anschlüssen 301 bzw. 303 eines Transformators 300 verbunden, der ein Ferritkerntransformator eines Typs sein kann, der gewöhnlich bei breitbandigen RF-Anwendungen eingesetzt wird. Die Primärwicklung des Transformators 300 besitzt an einem Anschluß 302 einen Mittenabgriff. Dieser Anschluß 302 ist über einen Kondensator mit Erde verbunden, was den Mittenabgriff bei den in Frage stehenden Frequenzen wirksam mit Erde verbindet. Über der Sekundärwicklung des Ausgangstransformators 300 kann ein 75 Ohm-Widerstand angeschlossen sein, um eine bessere Anpassung zwischen dem Transformatorausgang und der Systemimpedanz von 75 Ohm zur weiteren Verteilung der RF-Signale in einem CATV-Netzwerk zu ermöglichen.
Optional kann ein Frequenzantwort-Ausgleichsnetzwerk 400 am Ausgang des Transformators 300 verwendet werden, um beim Glätten jeglicher Nichtlinearitäten in der Frequenzantwort aufgrund von Unvollkommenheiten des Schaltkreises zu unterstützen. Die Verstärker 100 und 200 können durch jeden Typ von Verstärker gebildet sein, der dazu geeignet ist, den Ausgang einer Photodiode zu verstärken, wie ein Hochimpedanzverstärker oder ein Transimpedanzverstärker. Vorzugsweise sind die Verstärker 100 und 200 jedoch Transimpedanzverstärker, wie es nachstehend in der Beschreibung der derzeit bevorzugten Ausführungsform angegeben ist. Ein weiteres Merkmal der vorliegenden Erfindung liegt in einem Abstimmnetzwerk 500, das zwischen den Eingängen der Verstärker 100 und 200 angeschlossen ist. Wie in größerer Genauigkeit nachstehend erörtert, dient dieses Abstimmnetzwerk 500 dazu, einen Spitzenwert der Frequenzantwort der gesamten Schaltung um das geometrische Mittel der Mitte des gewünschten Betriebsbandes einzurichten.
Fig. 5 ist eine schematische Darstellung einer derzeit bevorzugten, jedoch nichtsdestotrotz rein illustrativen Ausführungsform der Erfindung. In Fig. 4 ist ein Photodetektor 20 gezeigt, vorzugsweise eine Photodiode, die ein optisches Eingangssignal empfängt, das zu der Photodiode über eine optische Faser 10 übertragen wird. Der Kathodenanschluß 211 der Photodiode ist über einen Widerstand R1 mit Erde verbunden. Der Anodenanschluß 213 der Photodiode ist über einen Widerstand R2 mit einer Gleichspannung verbunden, die in der bevorzugten Ausführungsform +15 Volt beträgt. Der Anschluß 211 der Photodiode speist einen ersten Transimpedanzverstärker 100 über einen Gleichstrom-Sperrkondensator C101. Der Gleichstrom-Sperrkondensator C101 ist ein Keramikkondensator mit 0,01 Mikrofarad, ein Wert, den auch alle anderen Kondensatoren in Fig. 5 besitzen, soweit es nicht anders angegeben ist. Der andere Anschluß 213 der Photodiode speist einen zweiten Transimpedanzverstärker 200 über einen Gleichstrom-Sperrkondensator C201. Die Transimpedanzverstärker 100 und 200 sind identisch konfiguriert und die nachstehende Beschreibung des Transimpedanzverstärkers 100 ist auch auf den Transimpedanzverstärker 200 anwendbar. In diesem Zusammenhang ist anzumerken, daß die 10er- und 1er- Werte der Bezugsziffern jeder Komponente des Verstärkers 100 identisch sind zu den 10er- und 1er-Ziffern der Bezugszahlen der entsprechenden Komponenten des Verstärkers 200.
Der Transimpedanzverstärker 100 ist um einen Feldeffekttransistor Q120 herumgebaut, dessen Source-Terminal ("S") mit Erde verbunden ist. Ein Rückkoppelpfad ist zwischen dem Drain-Terminal ("D") des Feldeffekttransistors Q120 mittels eines Rückkoppelwiderstandes 121 vorgesehen. Der Rückkoppelwiderstand R121 ist eine diskrete Komponente, die in Übereinstimmung mit der Anwendung ausgewählt wird, bei der Verstärker einzusetzen ist. Wenn die die Photodiode 20 speisende optische Faser 10 beispielsweise relativ lang und die Intensität des der Photodiode 20 zugeführten Lichtes relativ gering ist, werden von der Photodiode 20 entsprechend kleine Ströme erzeugt. Es ist wünschenswert, daß die Ausgangsspannung des optischen Empfängers unabhängig von der Intensität des Lichtes ist, das dem Photodetektor 20 zugeführt wird. Da ein kleiner, durch eine große Impedanz fließender Strom dieselbe Spannung erzeugen kann wie ein großer durch eine kleine Impedanz fließender Strom, ist es bezüglich der jeweiligen Transimpedanzen der Transimpedanzverstärker 100 und 200 wünschenswert, daß diese relativ hoch sind, wenn diese Verstärker dazu verwendet werden, Signale zu verstärken, die von relativ kleinen Eingangsströmen geführt werden&sub0; Ein Empfänger, der durch relativ hohe Eingangsströme angesteuert wird, sollte Transimpedanzverstärker mit entsprechend kleineren Transimpedanzen enthalten. Die Transimpedanz der Transimpedanzverstärkerstufe mit dem Feldeffekttransistor Q120 und dem Rückkoppelverstärker R121 ist etwa gleich R121+VG/1+VG, wobei VG1 (die Spannungsverstärkung der Stufe 1) gleich GMZ parallel ist und wobei Z parallel gleich Rd des GaASFET parallel zu R121 und der Verlustkomponente von L108 ist (ein Widerstandswert, der in dem hier interessieren den Frequenzbereich nominal 600 Ohm beträgt). Die Ausgangskapazität von Q120 ist relativ klein und wird als vernachlässigbar angesehen. Daher kann die Transimpedanz der Transimpedanzverstärkerstufe variiert werden, indem der Wert des Rückkoppelverstärkers R121 ausgewählt wird. Es ist anzumerken, daß bei kommerziell verfügbaren Transimpedanzverstärkern, die in integrierten Schaltungen verpackt sind, eine derartige Auswahl des Rückkoppelverstärkers vom Endverbraucher nicht leicht erreicht werden kann. Wo variable Rückkoppelimpedanzen verwendet worden sind, ist der Bereich der verfügbaren Transimpedanzen nicht groß genug gewesen, um den Bereich der Lichtintensitätswerte auf den Photodetektor zu kompensieren, die in einem CATV-System unter Verwendung von faseroptischen Übertragungen von Videosignalen auftreten können. Darüber hinaus können die solchen variablen Rückkoppelimpedanzen innewohnenden Nichtlinearitäten bei der vorliegenden Anwendung ein ernstes Problem bilden. Daher bietet die diskrete und in hohem Maße lineare Natur der bei dem vorliegenden Design verwendeten Rückkoppelwiderstände den Vorteil, daß der Verstärker speziell für einen extrem breiten Bereich von variierenden Zuständen von Eingangssignalen angepaßt werden kann.
Wenn in Übereinstimmung mit dem oben Gesagten schwache optische Signale an den Photodetektor 20 angelegt werden, kann der Rückkoppelwiderstand R121 im Bereich von etwa 1000 Ohm bis 2 Kilohm ausgewählt werden. Wenn erwartet wird, daß dem Photodetektor 20 starke Eingangssignale zugeführt werden, kann der Rückkoppelwiderstand R121 im Bereich von 200 bis 1000 Ohm ausgewählt werden. Bei Übertragungen in einem extrem schmalen Band (z.B. Übertragung von nur einem Fernsehkanal) oder beim Empfangen eines optischen Signales geringer Intensität von einem extrem langen optischen Pfad der Faser können Rückkoppelwiderstände mit Werten über 2 Kilohm ausgewählt werden. Derartige Widerstände wären auch für schmalbandige Datenübertragungsanwendungen geeignet.
Das Gate des Feldeffekttransistors Q121 ist mit dem anstehenden RF-Signal verbunden, das durch den Sperrkondensator Clol verläuft. Die an das Gate des Feldeffekttransistors Q120 angelegte Gleichspannung wird auf wirksame Weise durch eine Bias-Regulierschaltung gesteuert, die um einen Transistor Q110 herum vorgesehen ist. Die Basis des Transistors Q110 ist über einen Widerstand R17 mit Erde verbunden und mit der Spannungsversorgung von +15 Volt über Widerstände R16 und R15. Die Widerstände RiS, R16 und R17 sind so ausgewählt, daß der Basis des Transistors Q110 eine Bias-Referenz-Eingangsspannung von etwa +3 Volt zur Verfügung gestellt wird. Der Kollektor des Transistors Q110 ist über einen Sperrkondensator C104 mit Erde verbunden und über einen Widerstand R103 mit einer -15 Volt Gleichspannungsversorgung. Der Kollektor des Transistors Q110 ist auch mit dem Gate des Feldeffekttransistors Q120 verbunden, und zwar über eine Induktivität L105 bzw. einen Widerstand R105. Der Emitter des Transistors Q110 ist mit der 15V Gleichspannungsversorgung über einen Widerstand R107 und mit dem Drain-Anschluß des Feldeffekttransistors Q120 über eine Induktivität L108 verbunden, die für Radiofrequenzsignale im wesentlichen einen offenen Stromkreis bildet. Der Emitter des Transistors Q110 ist über einen Sperrkondensator 106 und eine Zener-Diode CR130 mit Erde verbunden. Die Zener-Diode CR130 ist normalerweise nichtleitend und dient dazu, die Spannung von Source zu Drain von Q120 während des Abschaltens oder während Spannungsunterbrechungen zu begrenzen. Der Transistor Q120 ist ein Gallium-Arsenid-Feldeffekttransistor (GaASFET) mit einer maximalen Spannungsbelastung von 5 Volt.
Bei der obigen Schaltung beträgt der Spannungsabfall von der Basis zu Emitter des Transistors QLIO etwa 0,7 Volt. Wenn der Transistor daher leitet, wird die Spannung am Emitter des Transistors Q110 etwa 3,7 Volt betragen.
Bei der obigen Schaltung wirkt die Induktivität L108 für Gleichstromsignale als Kurzschlußkomponente und wirkt gegenüber Wechselstromsignalen bei den fraglichen Radiofrequenzen (d.h. über 50 MHz) als reine Widerstandskomponente. Vorzugsweise wird die Induktivität L108 bei Frequenzen im Bereich von 50 MHz bis 550 MHz eine Impedanz von etwa 600 bis 700 Ohm aufweisen. Die Induktivität L108 kann aus fünf Windungen eines #30-Lackdrahtes gebildet sein, der auf einen Ferritkern gewickelt ist.
Der Drain-Anschluß des Feldeffekttransistors Q120 ist mit dem Anschluß 301 an der Primärwicklung des Ausgangstransformators 300 über eine Hochimpedanz-Pufferverstärkerstufe verbunden. Diese Pufferverstärkerstufe umfaßt einen Transistor Q140, dessen Source-Anschlüsse über einen Widerstand R131 und einen Widerstand R133 mit Erde verbunden sind. Ein Radiofrequenzpfad zu Erde ist von einem Punkt in der Schaltung zwischen dem Widerstand R131 und dem Widerstand R133 über einen Sperrkondensator C132 vorgesehen. Der Drain- Anschluß des Transistors Q140 ist mit dem Anschluß 301 an der Primärwicklung des Ausgangstransformators 300 verbunden und der Gate-Anschluß des Transistors Q140 ist mit dem Drain-Anschluß des Feldeffekttransistors Q120 verbunden.
Der Transistor Q140 hat die Charakteristik eines Verstärkers mit einem source-seitigen Widerstandsrückkoppelpfad, der groß genug ist, um jegliche Belastung der vorherigen Stufe zu minimieren, wodurch ein Puffer zwischen dem eingangsseitigen GaASFET und dem Verstärkerausgang gebildet wird.
Der ausgangsseitige Transformator 300 ist ein 4:1- Impedanzanpassungstransformator, der im Bereich von 40 MHz bis 1 GHz betreibbar ist. Ein Beispiel eines Transformators, der zur Verwendung als der Transformator 300 geeignet ist, ist der Transformator von Toko mit der Teile-Nummer 458DB- 1013. Der Anschluß 303 an der Primärwicklung des ausgangsseitigen Transformators ist mit dem Ausgang des anderen Transimpedanzverstärkers 200 verbunden. Der Mittenabgriffs- Anschluß 302 an der Primärwicklung ist über Widerstände R312 und R311 mit der +15 Volt Spannungsversorgung und mit Erde über einen Sperrkondensator C313 verbunden. Der Transformator 300 hat vorzugsweise ein Wicklungsverhältnis von 2 zu 1 oder ein Impedanzverhältnis von 4 zu 1. Der Transformator 300 dient dazu, die unsymmetrische Lastimpedanz an seinen Ausgangsanschlüssen 305 und 304 in eine symmetrische Last für die Drain-Anschlüsse der Transistoren Q140 und Q240 zu transformieren. Der mit dem Mittenabgriffsanschluß 302 der Primärwicklung des Transformators verbundene Schaltkreis bildet an jenem Punkt einen Kurzschluß für Wechselspannungen zu Erde und läßt die Gleichspannung auf einen optimalen Betriebspegel abfallen.
Optional kann ein Widerstand R314 über den Ausgangsanschlüssen 305 und 304 des ausgangsseitigen Transformators 300 angeschlossen werden, um die Impedanzanpassung (z.B. 75 Ohm) mit beliebiger CATV-Standardkoaxialausrüstung (nicht gezeigt) zu verbessern, die von dem ausgangsseitigen Transformator 300 gespeist wird. Ein Sperrkondensator C317 bildet für RF-Signale einen Pfad vom Anschluß 304 zu Erde und ein Sperrkondensator C310 bildet für die Radiofrequenzsignale einen Pfad zu den Ausgangsanschlüssen des Empfängers. Der Ausgang des Empfängers kann optional mit einem Entzerrungsnetzwerk bzw. Equalizer-Netzwerk 400 verbunden sein, das einen Widerstand R401 aufweist, der seriell mit einer variablen Induktivität L402 verbunden ist, die wiederum über einen Resonanzkondensator C403 mit Erde verbunden ist. Bei der bevorzugten Ausführungsform ist die Induktivität L402 magnetkernabgestimmt. Das Entzerrungsnetzwerk 400 wird dazu verwendet, jegliche Nichtlinearitäten in der Antwort des Empfängers zu korrigieren, die durch Unvollkommenheiten im Rest des Schaltkreises hervorgerufen werden.
Ein weiteres Merkmal des Empfängers der vorliegenen Erfindung besteht darin, daß die Gate-Anschlüsse der Feldeffekttransistoren Q120 und Q220 miteinander über ein Abstimmnetzwerk 500 verbunden sind, das einen Kondensator C9 und eine variable Induktivität L3 aufweist. Vorzugsweise ist die Induktivität L3 eine magnetkernabgestimmte Induktivität Der Zweck der Induktivität L3 besteht darin, den Kapazitätswert der Photodiode 20, die Streukapazitt des Verbindungsschaltkreises und die Eingangskapazität der Feldeffekttransistoren Q120 und Q220 zu kompensieren. L3 wird so eingestellt, daß eine Frequenzantwort erhalten wird, deren Spitzenwert bei dem geometrischen Mittelwert der Mitte des Betriebsbandes liegt. Bei der dargestellten bevorzugten Ausführungsform besitzt der Verstärker eine Antwort im Bereich von 50 bis 550 MHz. Die Induktivität L3 wird daher so eingestellt, daß ein breiter Antwort-Spitzenwert bei 166 MHz erhalten wird. Es ist anzumerken, daß die variable Induktivität L3 für bestimmte Anwendungen Mittel zum Verschieben des nutzbaren Betriebsbandes des Verstärkers bildet.
Die in Fig. 5 dargestellte Schaltung arbeitet auf die folgende Art und Weise. Optische Energie wird über die optische Faser 10 zu dem Photodiodendetektor 20 übertragen. Die Photodiode 20 ist durch das Bias-Netzwerk mit den Widerständen R2 und R1 in umgekehrter Richtung vorgespannt Diese umgekehrte Vorspannung gewährleitet, daß die Photodiode 20 in ihrem linearsten Bereich arbeitet (d.h. in dem Bereich zwischen dem Punkt A und dem Punkt B der Fig. 3). Bei Anwesenheit von Licht aus der optischen Faser 10 wird der durch die Photodiode 20 fließende Strom durch das Antwortverhalten der Photodiode 20 und durch die einfallende optische Leistung bestimmt, die am Eingang der Photodiode angelegt wird. Dieser Strom liegt typischerweise im Bereich zwischen 50 und 1000 Mikroampere. Wenn eine RF-Modulation der Amplitude des von der Faser 10 geführten Lichtes vorliegt, wird auch der durch die Photodiode gehende Gleichstrom eine RF-Amplitudenkomponente entsprechend dem Grad der Amplitudenmodulation des Lichtes aus der Faser 10 haben. Diese RF- Komponente, die die Trägerfrequenzen der Videosignale aufweist, die über die optische Faser 10 übertragen werden, fließt durch den Radiofrequenzpfad geringer Impedanz, der durch die Sperrkondensatoren C101 und C201 bereitgestellt wird, und somit zu den Gate-Anschlüssen der Feldeffekttransistoren Q120 und Q220 der jeweiligen Transimpedanzverstärker 100 und 200. Wie oben angegeben, sind die Rückkoppelwiderstände R121 und R221 der jeweiligen Transimpedanzverstärker 100 und 200 so ausgewählt, daß sie Eingangsimpedanzen bereitstellen, die geeignet an die von der Photodiode 20 erzeugten Eingangssignale zu den Transimpedanzverstärkern 100 und 200 angepaßt sind. Wenn der Pfad der optischen Faser 10 lang ist und die Lichtintensität am Ausgang der optischen Faser auf die Photodiode 20 gering ist, wodurch die Photodiode 20 den Transimpedanzverstärkern 100 und 200 Eingangssignale eines relativ niedrigen Pegels bereitstellt, werden für die Werte von R121 und R221 relativ hohe Widerstandswerte ausgewählt (z.B. im Bereich von 1000 bis 2000 Ohm). Bei Anwendungen, bei denen erwartet wird, daß der Photodetektor 20 den Transimpedanzverstärkern Eingangssignale eines relativ hohen Pegels bereitstellt, werden für die Widerstände R121 und R221 relativ niedrige Widerstandswerte (z.B. im Bereich von 200 bis 1000 Ohm) ausgewählt.
Die Transistoren Q110 und Q210 und ihr jeweils zugeordneter Schaltkreis liefern eine Bias-Regulierung für die Transimpedanzverstärker 100 bzw. 200. Sie steuern die Spannung, die an die Gate-Anschlüsse der Feldeffekttransistoren Q120 und Q220 angelegt wird und regeln den Stromfluß von Drain zu Source. Zum Erhalt einer optimalen Linearität ist es bevorzugt, den Drain-Stromfluß in einem Bereich von etwa 25 Milliampere Gleichstrom zu halten. Bezugnehmend beispielsweise auf den Transimpedanzverstärker 100 wird diese Regulierung des Stromflusses auf die folgende Art und Weise erzielt. Der Transistor Q110 hat eine Eingangsreferenzspannung, die aus der +15 Volt Spannungsversorgung durch das Widerstandsnetzwerk mit den Widerständen R15, R16 und R17 abgeleitet wird. Bei der bevorzugten Ausführungsform liefert dieses Widerstandsnetzwerk an der Basis des Transistors Q110 eine Spannung von etwa +3 Volt. Der Spannungsabfall über Emitter zu Basis des Transistors Q110 beträgt etwa 0,7 Volt. Wenn der Transistor Q110 daher leitet und die Spannung am Widerstand R107 und an der Induktivität L108 etwa 4 Volt beträgt, wirkt die Induktivität L108 dahingehend, daß die RF-Lastadmittanz am Drain-Anschluß von Q120 minimiert wird, wodurch die verfügbare Spannungsverstärkung des Transistors Q110 erhalten wird. Die Induktivität L108 bildet daher einen Pfad mit niedrigem Gleichstromwiderstand für den Drain-Strom von Q120.
Eine Zener-Diode CR130, die zwischen dem Emitter von Q110 und Erde angeschlossen ist, erleichtert den Vorgang des Anlegens oder des Unterbrechens von Leistung von dem in Fig. 5 dargestellten Schaltkreis. CR130 wirkt während des normalen Betriebes nicht (d.h. sie erscheint als eine offene Schaltung). Wenn die Spannung ein- oder ausgeschaltet wird, wirkt CR130 als ein Spannungsbegrenzer, um zu verhindern, daß die Drain-Spannung des GaAsFET Q120 die Nennspannung übersteigt (5 Volt nominal). Ein Überschreiten der Nennspannung könnte Beschädigungen an dem GaAsFET Q120 hervorrufen.
Die Größen der jeweiligen Ausgangssignale der Feldeffekttransistoren Q120 und Q220 werden durch die an diese Transistorschaltungen angelegten Eingangsströme multipliziert mit der Schaltungstransimpedanz bestimmt, die, wie oben erläutert, dem Wert der jeweiligen Rückkoppelwiderstände R121 und R221 folgt. Die RF-Spannungssignale an den Drain- Anschlüssen der Transistoren Q120 und Q220 werden jeweils den Gate-Anschlüssen der Hochimpedanz-Pufferverstärker zugeführt, die durch Q140 und Q240 sowie deren zugeordnete Schaltkreise gebildet sind. Die Ausgänge dieser Pufferverstärker werden an die Primärwicklung des ausgangsseitigen Transformators 300 angelegt.
Der ausgangsseitige Transformator 300 ist symmetrisch konf iguriert, was für eine Gegentakt-Verstärkeranwendung erforderlich ist. Er dient dazu, den Ausgang der Pufferverstärkerstufen an ein herkömmliches Koaxialkabelsystem anzupassen, zur weiteren Verteilung an Heimanschlüsse, die mit dem Koaxialkabelsystem verbunden sind.

Claims

1. Verstärker, der dazu ausgelegt ist, ein von einem optischen Detektor erzeugtes Signal zu verstärken, das mit dem Leistungspegel eines optischen Signals variiert, das an den Detektor angelegt ist, wobei der Verstärker aufweist:

erste Mittel (100), die dazu ausgelegt sind, das Signal zu verstärken;

zweite Mittel (200), die dazu ausgelegt sind, das Signal zu verstärken; und

Mittel (300) zum Verbinden eines Ausgangsanschlusses der ersten Verstärkermittel (100) mit einem Ausgangsanschluß der zweiten Verstärkermittel (200) in einer Gegentaktbeziehung;

dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker weiterhin ein Abstimmnetzwerk (500) aufweist, das eine variable Induktivität (L3) aufweist, die zwischen einem Eingangsanschluß der ersten Verstärkermittel (100) und einem Eingangsanschluß der zweiten Verstärkermittel (200) angeschlossen ist, wodurch die verstärkung eines auswählbaren Bandes von Radiofrequenzen optimierbar ist.

2. Verstärker nach Anspruch 1, weiterhin mit einem Sperrkondensator (C9), der mit der variablen Induktivität (L3) seriell verbunden ist.

3. Verstärker nach Anspruch 1 oder 2, wobei die ersten Verstärkermittel und die zweiten Verstärkermittel jeweils eine Transimpedanzverstärkerstufe mit einem Feldeffekttransistor (Q120, Q220) aufweisen, der einen Gate-Anschluß, einen Drain-Anschluß und einen Source-Anschluß aufweist, wobei jeder der Gate-Anschlüsse mit einem Eingangsanschluß des Verstärkers über einen jeweiligen Gleichstrornsperrkondensator (C101, C201) verbunden ist,

wobei der Drain-Anschluß von jedem Feldeffekttransistor mit dem Gate-Anschluß desselben Feldeffekttransistors über einen diskreten Rückkoppelwiderstand (R121, R221) verbunden ist, dessen Widerstandswert wählbar ist.

4. Verstärker nach Anspruch 3, wobei die ersten Verstärkermittel und die zweiten Verstärkermittel jeweils eine Hochimpedanz-Pufferverstärkerstufe (Q140, Q240) mit einem Eingangsanschluß, der mit dem Drain-Anschluß der jeweiligen Transimpedanzverstärkerstufe verbunden ist, und einem Ausgangsanschluß aufweisen, der mit einem Anschluß der Gegentakt-Verbindungsmittel verbunden ist.

5. Verstärker nach Anspruch 4, wobei die Gegentakt- Verbindungsmittel einen Transformator aufweisen, mit:

einer Primärwicklung, die an einem Ende einen ersten Anschluß, der mit dem Ausgangsanschluß der ersten Verstärkermittel verbunden ist, an dem anderen Ende einen zweiten Anschluß, der mit dem Ausgangsanschluß der zweiten Verstärkermittel verbunden ist, und einen dritten Anschluß aufweist, der einen mittleren Abschnitt der Primärwicklung über einen Gleichstromsperrkondensator (C313) mit Erde verbindet; und

einer Sekundärwicklung mit Ausgangsanschlüssen, die zur Verbindung mit einem CATV-Koaxialkabel ausgelegt sind.

6. Optische Empfängerschaltung für ein ankommendes optisches Signal mit einer breitbandigen Radiofrequenz- Amplitudenmodulation, wobei die Schaltung einen optischen Detektor und einen Verstärker gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5 aufweist.

7. Optische Empfängerschaltung nach Anspruch 6, wobei der optische Detektor eine Photodiode (20) ist.

8. Optischer Empfänger nach Anspruch 7, wobei die Photodiode (20) elektrisch vorgespannt ist, um einen elektrischen Strom nur dann zu führen, wenn sie durch das ankommende optische Signal aktiviert ist.

9. Optischer Empfänger nach Anspruch 6, wobei das elektrische Signal ein Gleichstrom mit einer Amplitudenkomponente betreffend die Amplitudenmodulation des ankommenden optischen Signals ist.