DE2929083B1 - Transimpedanzverstaerker mit grosser Bandbreite - Google Patents

Description

• Durch den Gegenkopplungswiderstand RF fließt ein kleiner Strom iu r.dessen Ruhewert UV2UBE iH10 = mit UV=5 V, ß =50 und RC=3 kQ etwa 25 uA beträgt und der die Basis des Eingangstransistors T 1 auf eine Spannung Ulo = UsE anhebt, wobei UBE Y O,7 V der vom Basisstrom fast unabhängige Spannungsabfall an einer leitenden Basis-Emitterdiode ist.
• Für die statische Ausgangsspannung U20 gilt: U2o= UBE+iBlo RF.
• Berücksichtigt man noch, daß am Gegenkopplungswiderstand RF mit Werten zwischen etwa 2 kfl und 10 kfl infolge des niedrigen Wertes für den Strom Dlo nur ein geringer Spannungsabfall entsteht, dann läßt sich mit einer für eine grobe Abschätzung ausreichenden Genauigkeit setzen U20 # UBs Mit dem Spannungsabfall an der Basis-Emitterdiode des Ausgangstransistors T2 ergibt sich daraus wieder für die Kollektorspannung am Eingangstransistor T1 im Ruhezustand Ucio""2 UBE.
• Mit der Basis des ersten Transistors T1 ist auch die Anode einer mit Hilfe der positiven Spannung UP vorgespannten Photodiode PD verbunden. Die Photodiode PD liefert einen von der Belichtung abhängigen Strom in in die Basis des ersten Transistors T1. Die insgesamt sehr kleinen Photoströme im Bereich von einigen nA bis zu einigen FLA ändern an der vorhergehenden Abschätzung einiger charakteristischer Spannungswerte nur wenig. Mit der Umkehrung der Polarität der Vorspannung kann daher auch die Photodiode PD umgepolt werden.
• Die nach der vorausgehenden Abschätzung verbleibende geringe Spannung zwischen dem Kollektor und der Basis des Eingangstransistors T1 hat zur Folge, daß die Kollektor-Basis-Kapazität CCB, die hauptsächlich die Zeitkonstante des Eingangskreises bestimmt, vergleichsweise groß wird.
• Da diese Kapazität Ccs eine dynamische Rückwirkung des Kollektors auf die Basis erzeugt (Miller Effekt), wirkt sie in bezug auf die Zeitkonstante des Eingangskreises um den Faktor 1 + v vergrößert, wobei v= vi - v2 die schon erwähnte Spannungsverstärkung des nicht gegengekoppelten Verstärkers ist. Setzt man für die Kollektor-Basis-Kapazität CCBO eines bei der Kollektor-Basis-Spannung UCB=OV betriebenen Mikrowellentransistors mit einer Transitfrequenz {T# 2 GHz den Wert 2,2 pF an, dann ergibt unter den für die Schaltungsanordnung nach F i g. 1 gültigen Betriebsbedingungen eine Basis-Kollektor-Kapazität Ccs 1,65 pF. Mit einem Verstärkungsfaktor v= 100, dem ein Kollektorarbeitswiderstand für den Eingangstransistor T1 und ein Gegenkopplungswiderstand zu je 2,2 kQ zugrunde liegt, liefert die Basis-Kollektor-Kapazität einen Beitrag zu der in die Zeitkonstante des Eingangskreises eingehenden Gesamtkapazität in Höhe von 165 pF.
• Wie das Ersatzschaltbild nach F i g. 2 für den Eingangskreis des Eingangstransistors T1 zeigt, gehen in die Zeitkonstante noch weitere Kapazitäten ein, die jedoch vergleichsweise kleine Werte besitzen. Es sind dies bei geeigneter Wahl der Bauelemente die Eigenkapazität CpD der Photodiode mit etwa 3 bis 5 pF, die Kapazität Csder leitenden Basis-Emitter-Diode mit weniger als 0,5 pF und die sogenannte Diffusionskapazität Ce mit etwa 4,5 pF. Auch die Eigenkapazität CRF des Gegenkopplungswiderstandes RFgeht trotz der Multiplikation mit dem Faktor 1 + v noch nicht stark in die Gesamtkapazität ein, da Werte CRF< 0,05 pF bei sogenannten Chip-Widerständen ohne weiteres einzuhalten sind.
• Die wesentliche ohmsche Komponente der Zeitkonstante im Eingangskreis wird durch den durch den Faktor 1 + v geteilten Wert des Gegenkopplungswiderstandes RF gebildet. Der zusätzlich vorhandene Eingangswiderstand des Eingangstransistors T 1 ist demgegenüber hochohmig und daher auch in dem Ersatzschaltbild nach Fig. 2 nicht dargestellt.
• Da eine von der Photodiode TD als Stromquelle erzeugte Änderung des Photostroms dip in dem Ersatzwiderstand RF/(1 + v)einen Spannungsabfall U1 hervorruft und ferner d U2/ilUl = v die Spannungsverstärkung des Transimpedanzverstärkers ist, ergibt sich für nicht zu kleine Verstärkungen I"lU2IRE- zlip'.
• Um die obere Grenzfrequenz des Transimpedanzverstärkers hinauszuschieben, d. h. zur Vergrößerung der nutzbaren Bandbreite, werden gemäß der Erfindung zwischen dem Emitter des Ausgangstransistors T2 und dem emitterseitigen Anschluß des Emitterarbeitswiderstandes RE Mittel eingefügt, in denen der Emitterstrom einen Spannungsabfall US erzeugt Diese Mittel sind für einen möglichst kleinen dynamischen Widerstand ausgelegt. Der Gegenkopplungswiderstand RF ist wie bisher am emitterseitigen Ende des Emitterarbeitswiderstandes REangeschlossen.
• Die Verwendung von Schaltungsmitteln mit kleinem dynamischen Widerstand zur Erzeugung eines Spannungsabfalls bzw. einer Vorspannung ist in der Verstärkertechnik an sich seit langem allgemein bekannt. Insbesondere zeigt die DE-AS 1289 119 einen gegengekoppelten Transistor-Breitbandverstärker mit einem npn-Endtransistor und einen pnp-Treibertransistor, dessen Emitter mit der Basis des Endtransistors und dessen Kollektor mit einem Abgriff im Emitterkreis des Endtransistors verbunden sind. Um für den Treibertransistor eine für eine verzerrungsarme Aussteuerung ausreichende Kollektor-Emitter-Gleichspannung bereitzustellen, ist zwichen dem Abgriff und dem Emitter des Endtransistors ein mit einer Kapazität überbrückter Widerstand eingeschaltet.
• Ein weiteres Beispiel für den Einsatz besagter Schaltungsmittel ist der Zeitschrift »Technische Mitteilungen PTT«, Seite 235, zu entnehmen.
• In dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 3a wird die Schiebespannung US durch einen Widerstand RES gewonnen, der durch eine Kapazität CEüberbrlickt ist.
• Der Widerstand RES wird beispielsweise so gewählt, daß die Schiebespannung US ungefähr 7 V beträgt Um diese Spannung wird der Emitter und damit auch die Basis des Ausgangstransistors T2 angehoben. Entsprechend erhöht sich auch das Kollektorpotential des Eingangstransistors TS und die Sperrspannung zwischen dem Kollektor und der Basis, deren zulässiger Grenzwert zu beachten ist. Damit diese Potentialanhebungen möglich sind, muß im allgemeinen auch die Versorgungsspannung UV gegenüber dem zum Betrieb der Schaltungsanordnung nach F i g. 1 erforderlichen Wert heraufgesetzt werden. Wird die Betriebsspannung UV um den Wert der Schiebespannung US, beispielsweise von 5 auf 12 V vergrößert, dann stellt sich für den ersten Transistor Tt derselbe Arbeitspunkt wie bei der bekannten Schaltungsanordnung nach F i g. 1 ein.
• Die Vergrößerung der Sperrspannung zwischen dem Kollektor und der Basis des ersten Transistors Tt durch die gemäß der Erfindung vorgeschlagenen Maßnahmen äußert sich in einer wesentlichen Verringerung der Kollektor-Basis-Kapazität Ccs von 1,64 auf 0,8 pF. Da diese Kapazität wegen der Multiplikation mit dem Verstärkungsfaktor einen erheblichen Einfluß auf die Zeitkonstante des Verstärkereingangskreises hat, vergrößert sich auch die Bandbreite entsprechend. Dies zeigt deutlich die Messung der Anstiegszeit von Impulsen, die bei der gewählten Dimensionierung von 2,4 auf 1,7 ns zurückgeht.
• Zur Erzeugung der Schiebespannung US kann anstelle der Parallelschaltung aus dem Widerstand RES und der Kapazität CE auch eine entsprechende Anzahl von in Serie geschalteten.Dioden in Durchlaßrichtung, eine Zenerdiode oder eine Schaltungsanordnung nach F i g. 3b benutzt werden. Bei der zuletzt genannten Schaltungsanordnung gilt für den Betrag der Schiebespannung wobei der Widerstand R 1 zwischen dem Kollektor und der Basis und der Widerstand R2 zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors T3 liegen. Der dynamische Widerstand zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors T3 ist gering.
• Die F i g. 4 zeigt eine vorteilhafte Weiterbildung des Transimpedanzverstärkers gemäß der Erfindung. Die verbesserte Ausführungsform unterscheidet sich von dem Ausführungsbeispiel nach F i g. 3a durch die Einführung der Kollektoremitterstrecke eines zusätzlichen Transistors T4 in den Kollektorkreis des Eingangstransistors T1. Die Basis des Zusatztransistors T4 wird mit Hilfe eines Spannungsteilers aus den Widerständen R 3 und R 4 auf einem vorgegebenen Potential gehalten. Eine Kapazität CK bildet einen kapazitiven Kurzschluß der Basis des Zusatztransistors T4 mit dem Bezugspotential. Die Basisvorspannung kann auch auf andere Weise erzeugt werden. Mit UV 12V, US=7 V und einem Kollektorruhestrom icio= 1,5 mA sollte die Basis des Zusatztransistors T4 auf einer Spannung zwischen 2 und 5 V gegen das Bezugspotential VEE liegen.
• Der Kollektor des Eingangstransistors T1 liegt nunmehr wechselstrommäßig über die sehr kleine Impedanz UJicio am Bezugspotential, wobei UT die Temperaturspannung mit 26 mV und iclo der Kollektorruhestrom des Eingangstransistors mit beispielsweise 1,5 mA sind. Damit wird die Rückwirkung des Kollektors des Eingangstransistors auf seine Basis gering, so daß die Kollektorbasiskapazität Ccs des ersten Transistors nur noch mit ihrem doppelten Wert in die Zeitkonstante des Eingangskreises eingeht.
• Damit verschwindet der dominierende Anteil der Kollektor-Basiskapazität Ccs des Eingangstransistors T1 in bezug auf die Zeitkonstante des Eingangskreises.
• Mit einem Verhältnis R3/R4=5 der Widerstände an der Basis des Zusatztransistors T4 haben Messungen an dem Transimpedanzverstärker nach F i g. 4 Anstiegszeiten der Ausgangsimpulse bei impulsförmigen Eingangsströmen von 1,2 ns ergeben. Die Tatsache, daß die Zunahme der Steilheit der Impulsflanken gegenüber den bei dem Ausführungsbeispiel nach F i g. 3 erreichten Werten nicht mehr proportional zu der Verringerung der Zeitkonstante des Eingangskreises ist, zeigt nur, daß diese Zeitkonstante zwar eine sehr wichtige, aber nicht die alleinbestimmende Einflußgröße ist.
• Das Ersatzschaltbild für den Eingangskreis der Verstärkeranordnung nach Fig.4 entspricht dem in F i g. 2 gezeigten Ersatzschaltbild mit dem Unterschied, daß anstelle der Kapazität (1 + v) Ccs nunmehr eine Kapazität 2 Ccswirksamist.
• Verstärker der hier behandelten Art neigen zur Ausbildung gedämpfter Schwingungen sehr hoher Frequenz, die nach jeder Impulsflanke angestoßen .werden und sich den Ausgangsimpulsen überlagern. Zur Stabilisierung des Transimpedanzverstärkers nach F i g. 4 ist es daher zweckmäßig, zwischen den Kollektor des ersten Transistors Ti und des Bezugspotential VEE ein Stabilisierungselement zu schalten. Ein Ausführungsbeispiel eines Stabilisierungselementes ist in Fig. 5a dargestellt. Es besteht aus der Serienschaltung eines niederohmigen Dämpfungswiderstandes RS und einer Kapazität CS 1. Der Wert des Dämpfungswiderstandes RS liegt mit 10 bis 200hm in der gleichen Größenordnung wie der dynamische Eingangswiderstand des Zusatztransistors T4 im Kollektorkreis des Eingangstransistors T1. Die Kapazität CS1 kann so bemessen sein, daß ihr kapazitiver Widerstand über die ganze Bandbreite des Transimpedanzverstärkers oder nur im oberen Bereich klein gegen den Widerstand RS ist.
• Die F i g. 5b zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel für ein Stabilisierungselement. Der Wert des Dämpfungswiderstandes RS entspricht dem vorherigen Beispiel. Der Serienschwingkreis mit der Induktivität LS und der Kapazität CS2 ist etwa auf die Frequenzen der ohne Stabilisierungsmaßnahmen allenfalls entstehenden gedämpften Schwingungen abgeglichen. Durch die Stabilisierung wird die Verstärkung wegen der Gegenkopplung nur wenig vermindert. Die Bandbreite und der Rauschabstand des Transimpedanzverstärkers bleiben voll erhalten.
• Eine Verdopplung der Ausgangsspannung bei unveränderter auf die Photodiode PD eingestrahlter optischer Leistung läßt sich durch die Verwendung von zwei Transimpedanzverstärkern gemäß der Erfindung in Gegentaktschaltung erreichen. Die Übertragungsbandbreite bleibt erhalten. Eine solche Gegentaktanordnung mit zwei Transimpedanzverstärkern nach F i g. 4 ist in F i g. 6 dargestellt.
• Die beiden Eingänge der Gegentaktschaltung sind mit der Kathode bzw. mit der Anode der Photodiode PD verbunden. Über getrennte, hochohmige Vorwiderstände RV1 und RV2 ist die Photodiode PD an zwei Vorspannungsquellen UP1 und UP2 mit entgegengesetzter Polarität angeschlossen. Die Vorspannungen liegen vorteilhaft, aber nicht notwendigerweise symmetrisch zum Bezugspotential. Die Verstärkereingänge sind durch die Kondensatoren Ci 1 und Ci2 abgeblockt.
• Durch den Gegentaktbetrieb erreicht man bei gleicher Bandbreite die doppelte Nutzspannung gegenüber dem Eintaktbetrieb. Dadurch kann eventuell eine der nachfolgenden Verstärkerstufen eingespart werden, was die Kosten und die Signallaufzeit verringert. Der Rauschabstand im Ausgangssignal wird um den Faktor Rverbessert, da die verschiedenen Rauschquellen nicht korreliert sind.
• Liste der Bezugszeichen PD Photodiode Tl - T4 Transistor R 1 -R4, RES RV1, RV2, RC, RE RE RS Widerstand CE, CK, CS1, CS2, Ci1, Ci2 Kapazität LS Induktivität UV Versorgungsspannung VCC kollektorseitiger Anschluß der Versorgungsspannungsquelle VEE emitterseitiger Anschluß der Versorgungsspannungsquelle, Bezugspotential U1 Verstärkereingangsspannung U2 Verstärkerausgangsspannung

Claims (4)

1. Patentansprüche: 1. Transimpedanzverstärker mit großer Bandbreite zur Umsetzung eines insbesondere von einer Photodiode gelieferten Eingangsstromes in eine Ausgangsspannung mit einem Eingangstransistor, dessen mit der Verstärkereingangsklemme verbundene Basis durch den Eingangsstrom steuerbar ist, dessen Emitter an dem das Bezugspotential bildenden Pol einer Versorgungsspannungsquelle liegt und in dessen Kollektorkreis ein einseitig mit dem kollektorseitigen Pol der Versorgungsspannungsquelle verbundener Kollektorarbeitswiderstand vorhanden ist, mit einem als Emitterfolger betriebenen Ausgangstransistor, dessen Basis mit dem kollektorseitigen Anschluß des Kollektorarbeitswiderstandes des ersten Transistors verbunden und an dessen Emitter die Ausgangsspannung verfügbar ist, mit einem einseitig mit dem emitterseitigen Pol der Versorgungsspannungsquelle verbundenen Emitterarbeitswiderstand, mit einem zwischen dem emitterseitigen Anschluß des Emitterarbeitswiderstandes des Ausgangstransistors der Basis des Eingangstransistors angeordneten Gegenkopplungswiderstand, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Emitter des Ausgangstransistors (T2) und dem emitterseitigen Anschluß des Emitterarbeitswiderstandes (RE) Mittel zur Potentialverschiebung mit einem kleinen dynamischen Widerstand eingefügt sind.
2. 2. Transimpedanzverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Kollektor des Eingangstransistors (Tl)und dem Kollektorarbeitswiderstand (RC)die Kollektor-Emitter-Strekke eines Zusatztransistors (T4) eingefügt ist, dessen Basis an einem festen Hilfspotential liegt.
3. 3. Transimpedanzverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor des Eingangstransistors (Tt) über die Serienschaltung aus einem niederohmigen Widerstand (RES)und aus einer Reaktanz (CS1, CS2, LS) mit dem Bezugspotential verbunden ist.
4. 4. Verstärkeranordnung zur Verstärkung von beim Betrieb einer in Sperrichtung vorgespannten Photodiode auftretenden Signalen mit zwei Transimpedanzverstärkern nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Transimpedanzverstärker im Gegentakt betrieben werden, wobei der Eingang des einen Transimpedanzverstärkers mit der Kathode der Photodiode (PD) und der Eingang des anderen Transimpedanzverstärkers mit der Anode der Photodiode (PD) verbunden sind, daß das Ausgangssignal zwischen den Ausgängen der beiden Transimpedanzverstärker abgegriffen wird und daß die Photodiode (PD) über getrennte Vorwiderstände (R V 1, R V2) mit den Polen (UP1, UP2) einer Vorspannungsquelle verbunden ist, die vorzugsweise zum Bezugspotential symmetrische Spannungen entgegengesetzter Polarität aufweist.

   Die Erfindung bezieht sich auf einen Transimpedanzverstärker gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

   Ein derartiger Verstärker zur Verstärkung der von einer Photodiode gelieferten Signale ist durch das Buch von W. Schmidt/O. Feustel: »Optoelektronik«, Vogel-Verlag, Würzburg, 1975, Seite 193, bekannt. Der bekannte zweistufige Verstärker besteht aus einer ersten Kollektorstufe mit der Verstärkung v 1 und einer nachgeschalteten zweiten Kollektorstufe mit der Verstärkung v2, sowie einem Gegenkopplungswiderstand, der zwischen dem Emitter des Transistors der zweiten Stufe und der Basis des Transistors der ersten Stufe liegt. Der Verstärker arbeitet als Strom-Spannungs-Wandler, wobei Änderungen der Ausgangsspannung dem Betrage nach gleich dem Produkt aus dem Gegenkopplungswiderstand und den Änderungen des Eingangsstroms sind. Im folgenden wird jedoch davon ausgegangen, daß die zweite Stufe als Emitterfolger arbeitet, d. h. die Ausgangsspannung wird ebenso wie die Gegenkopplungsspannung am Emitter des betreffenden Transistors abgenommen. Die Verstärkung der zweiten Stufe wird dann v2 1.

   Aus Gründen, auf die noch ausführlich eingegangen wird, ist die mit dem bekannten Transimpedanzverstärker trotz Verwendung von Mikrowellentransistoren mit hoher Transitfrequenz erreichte Bandbreite in vielen Fällen zu gering. Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, Maßnahmen anzugeben, die eine wesentliche Vergrößerung der Bandbreite ohne Beeinträchtigung der Verstärkung und des Rauschabstandes zur Folge haben. Diese Aufgabe wird mit Hilfe der Merkmale im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 gelöst.

   Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.

   Die Erfindung wird im folgenden anhand von Ausführungsbeispielen näher beschrieben. Zum besseren Verständnis wird vorher nochmals auf den in der angegebenen Weise abgewandelten, ansonsten bekannten Transimpedanzverstärker eingegangen, dessen Schaltbild in F i g. 1 der Zeichnung dargestellt ist. Die F i g. 2 zeigt ein Ersatzschaltbild für den Eingangskreis.

   Ferner stellt in der Zeichnung dar: F i g. 3a, 3b das Schaltbild eines Transimpedanzverstärkers gemäß der Erfindung mit einer Schaltungsvariante, F i g. 4 eine Weiterbildung des Verstärkers nach Fig. 3, F i g. 5a, Sb Stabilisierungselemente für den Verstärker nach Fig. 4, Fig.6 eine Gegentaktanordnung zur Verstärkung der von einer Photodiode erzeugten elektrischen Signale.

   Der eingangs erwähnte Transimpedanzverstärker nach F i g. 1 mit dem Eingangstransistor T1 und dem Ausgangstransistor T2 erhält seine Versorgungsspannung UVaus einer nicht dargestellten Spannungsquelle mit den Anschlüssen VCCund VEE Der emitterseitige Anschluß VEE gilt als Bezugspotential. Im Kollektorkreis des Eingangstransistors T I liegt der Arbeitswiderstand RC' Der Emitter ist direkt mit dem Bezugspotential verbunden. An den Kollektor ist auch die Basis des Ausgangstransistors T2 in Emitterfolgerschaltung angeschlossen. Die Ausgangsspannung U2 wird am Emitter des Ausgangstransistors T2 über dem Emitterwiderstand RE abgenommen. Ein Gegenkopplungswiderstand RFverbindet die Basis des Eingangstransistors T1 mit dem Emitter des Ausgangstransistors T2.