JPH05500297A

JPH05500297A - プッシュプル光受信機

Info

Publication number: JPH05500297A
Application number: JP3505961A
Authority: JP
Inventors: リトル，フランク; クルース，ハーマン・エイ; メグナ，ジョン
Original assignee: サイエンティフィック・アトランタ・インコーポレーテッド
Priority date: 1990-02-16
Filing date: 1991-02-11
Publication date: 1993-01-21
Also published as: DE69127790T2; US5239402A; AU7485191A; EP0469143A1; AU638119B2; WO1991012658A1; ES2107457T3; DE69127790D1; EP0469143A4; KR920702080A; EP0469143B1; CA2050680C; ATE158902T1; CA2050680A1

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】プッシュプル光受信機技術分野この発明は、光伝送システムに関するもので、特に、広帯域映像信号によって振幅変調された光信号を受信するための改良されたダイナミックレンジを持つ光受信機に関する。

背景の技術近年、映像信号のオプティカルファイバを介しての伝送に大きな興味が起こっている。この信号伝送モードは、映像信号の分配がＣＡＴＶシステムにおいて現在共通に達成されているように、従来の７５オーム同軸ケーブルによる信号伝送よりも数多くの利点を提供する。本来、オプティカルファイバは同軸ケーブルよりも大きな情報伝送能力を備えている。また、無線周波数信号を伝送するようになされたオプティカルファイバは同軸ケーブルよりも信号減衰が少ない。したがって、同軸ケーブルで可能であるよりも長い距離にわたって、信号再生器の間にオプティカルファイバを張ることができる。更に、オプティカルファイバの誘電体的性質により、電気的短絡の問題が除去される。最後に、オプティカルファイバは外部の電磁気的干渉（ＥＭＩ）に影響されず、それ自身のＥＭＩを発生することもない。

光信号を広帯域無線周波数信号で振幅変調するには、広い動作ダイナミックレンジの線形特性を持つ、レーザのような光変調装置が必要である。

最近まで、入力電流と光出力との関係が極めて限定された範囲よりも広い範囲で線形であるレーザを作ることは困難であった。アナログ振幅変調を支持するに足るほどに線形であるレーザを得るのが困難であるがゆえに、これまでディジタル変調は光信号によって情報を伝送するための主要な手段であった。ディジタル変調は、情報を伝送するアナログ手段（例えば、振幅変調又はレーザ出力を変調する搬送周波数の周波数変調）と同様に、広いダイナミックレンジを有するレーザを必要とはしない。レーザのディジタル変調は高信号品質を提供し、電話トランク・フィーダ四と両立することもできる。；しかｊしながら、映像信号が広帯域特性を有するため、これらの信号のディジタル化は大量のチャンネル容量を消費する。典型的な映像信号は６ＭＨｚの帯域を占める。ディジタル的には、この情報の伝送には４５メガビット／秒前後のディジタル・データ伝送速度を要した。

高品位（ＨＤＴＶ）は１４５メガビット／秒にも達するディジタル・データ伝送速度を必要とする。また、アナログ映像信号をディジタル形式に変換し、これらのディジタル信号をアナログ形式に再変換して従来のテレビ受信機で観るためのエンコーダ、デコーダは極めて高価である。したがって、映像信号のアナログ伝送は、映像信号のディジタル伝送よりも、潜在的にずっと経済的である。

レーザ技術の最近の進歩により、光信号のアナログ変調が利用可能になった。

現在利用可能なファブリ・ベロ（Ｆ　Ｐ）レーザ及び分散型帰還（ＤＦＢ）レーザは十分に線形な特性を備えているので、光信号のアナログ変調に使用することができる。

アナログ伝送のためのこうした手段は、ベースバンドのテレビジョン信号を使用して高周波搬送波を周波数変調するためのものである。この変調された高周波搬送波は光信号の変調に使用される。こうした周波数変調は振幅変調よりも雑音に影響されないが、振幅変調方法におけるよりも、それぞれのテレビジョン・チャンネル伝送に広い帯域を必要とする。つまり、ＦＭ型システムにおいてそれぞれの光伝送（例えば、それぞれのオプティカルファイバ）によって運ぶことができるテレビジョン・チャンネル数は、いくらか限定される。また、映像のための標準のＮＴＳＣフォーマットは映像搬送波の振幅変調を必要とするので、ＦＭ信号をＮＴＳＣ振幅変調フォーマットへ変換するための手段が、テレビジョン受像機に、又は、ファイバ伝送トランクが同軸ケーブル網に接続される点に設けられる必要がある。こうしたＦＭ−ＮＴＳＣのＡＭへの変換の必要により、システムのコストは上昇する。

以上のことに鑑みて、映像ベースバンド信号が高周波搬送波信号を振幅変調し、更に光信号を振幅変調するシステムは、コストと簡便さとの観点から、他のシステムよりも好ましい。しかし、光信号の強度が振幅変調される今日の光リンクによって運ばれる高周波チャンネルの数は、いくつかの現象によって制限される。

こうした現象の１つは、種々の歪みが光発生装置によって発生される前に、レーザその他の光発生装置に変調信号として供給される高周波エネルギの量が制限されることである。この電力制限は、それぞれの高周波チャンネルの高周波電力寄与の和に関係する。つまり、１つの光チャンネルで８０の高周波チャンネルを伝送するのが望ましいならば、それぞれのチャンネルに利用できる電力は、４０チヤンネルを当該光リンクで伝送する場合に利用可能な電力の半分にすぎない。それぞれの高周波搬送波の電力に対する制限により、これらの搬送波の各々はシステムの「ホワイト・ノイズ」レベルへ接近することになり、システムの信号対雑音比に悪影響を及ぼす。信号対雑音比を改善するためにそれぞれの光リンクで伝送されるチャンネル数を減らすと、使用しなければならないレーザの数が増し、システムの複雑さとコストを上昇させる。一方、レーザに供給される高周波電力を限度を越えて上昇させると、レーザから若干の歪み（後述）を発生させることになる。

レーザに供給される変調信号により、レーザが入力電流−光出力特性の非線形部分で駆動されることになると、高調波歪みが発生する。この種の歪みで作られるのは、「基本」周波数の整数倍の信号である。例えば、５４ＭＨｚの２次高調波は１０８ＭＨｚである。つまり、システムの帯域が５４ＭＨｚと１０８ＭＨｚとのチャンネルがあるような場合、５４ＭＨｚチャンネルの２次高調波は１０８ＭＨｚ０８ＭＨｚチヤンネル渉する。

相互変調歪みも振幅変調システムの特別な関心事である。こうした歪みは、２つの異なる周波数の和又は差の周波数の歪み積（ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ　ｐｒｏｄｕｃｔ）を生成する。２つの基本周波数の和又は差の歪み積は２次歪み積と呼ばれ、特に面倒である。例えば、１５０ＭＨｚの映像チャンネルと２０４ＭＨｚの他の映像チャンネルとは５４ＭＨｚ（差周波数）の２次歪み積と３５４ＭＨｚ（和周波数）の２次歪み積とを作る。３次の歪み積は基本周波数と２次歪み積との混合によって生じる。これは、基本周波数と２次歪み積の周波数との和及び差の３次歪み積を作る。

３次歪み積は３つの周波数の信号の混合又は第３高調波の発生によっても生じる。

明らかに、上記の問題を扱う１つの方法は、高度に線形であり高調波と相互干渉積とに比較的強い検知器及び増幅器を使用することである。２次歪み積の生成が最小であることがとくに重要である。「光受信機」は、振幅変調された光を通常の広帯域ＲＦ出力信号（多チヤンネル映像及び／又はデータ搬送波を含む）へ変換するようになされた増幅器と検知器との結合である。こうした光受信機は、現在の同軸ケーブル伝送技術と両立するように、はぼ５０ＭＨｚから５５０ＭＩ（２の帯域にわたって有効でなければならない。光受信機は、将来のＣＡＴＶシステムで必要となる追加の帯域を収容するために、５５０ＭＨｚよりも高い周波数でも有効であることが望ましい。

振幅変調された光信号をその変調に対応する高周波数電気信号へ変換する検知器は、例えばカリフォルニア州チャツトワースのＰＣｏ社製のＰＩＮ−５５Ｄのようなフォトダイオードで構成することができる。この形の装置は入射する光の振幅に対応する出力電流を生成する。

こうしたフォトダイオードからの出力電流信号を通常の７５オーム同軸ＣＡＴ■ ケーブルで伝送するのに適した電圧信号へ変換するのに使われてきた１つの形の増幅器は、高インピーダンス増幅器として知られている。こうした高インピーダンス増幅器の一般化された配線図が第１図に示されている。この回路のコンデンサＣ１は本来は高周波信号に対する短絡回路であるが、伝送される直流電流は阻止する。オプティカルファイバ１からの光エネルギは、光エネルギを電流へ変換する変換器として動作するフォトダイオード２を介して結合される。この電流はＲ１，Ｒ２を通って流れ、対応する高周波電圧信号を電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）Ｑｌのベースに作る。ＦＥＴ　Ｑｌの出力はコンデンサＣ４を介して７５オーム同軸ケーブルを駆動する。広帯域信号を増幅するために高インピーダンス増幅器を使用するのに伴う問題は、当該周波数において、回路の比較的高しシンピーダンスと結合された分布接地容量（Ｃｄ）が回路の高周波応答を減衰させる（高周波ロールオフ）傾向にあることである。この応答を平坦にするために別の回路を追加すると、雑音及び歪みに関して回路特性を低下させる。

高インピーダンス増幅器に関連する高周波ロールオフの問題を回避する形の増幅器はトランスインピーダンス（ｔｒａｎｓｉｍｐｅｄａｎｃｅ）増幅器として知られている。

こうしたトランスインピーダンス増幅器の簡単化された回路が第２図に示されている。この例示のトランスインピーダンス増幅器は第１図の高インピーダンス増幅器よりも単純であるが、電界効果トランジスタＱ〕、のドレインとゲートとの間に抵抗ＲｆとコンデンサＣｆとからなる帰還経路が追加される。この回路の特性は、その入力インピーダンスがＲｆを１と相互コンダクタンスＧ、、との和で割ったもの、即ち（Ｒｆ／１＋Ｇｍ）にほぼ等しいということである。つまり、Ｒｆの抵抗値の適切な選択に依存して、利得９のトランスインピーダンス増幅器の入力インピーダンスを１００オームのオーダーにすることができる。これに対し、簡単な高インピーダンス増幅器の入力インピーダンスは３．５キロオ一ム以上である。この比較的低い入力インピーダンスは５０〜５５０ＭＨｚ周波数帯での高周波ロールオフの問題を最小にする。

トランスインピーダンス増幅器及び高インピーダンス増幅器は、多数のテレビジョン搬送波周波数の増幅に使用されると、２次歪みや偶数次及び奇数次の歪みの問題に影響され易い。高インピーダンス増幅器においては、これらの歪み積は周波数帯域の低端で一層顕著になる傾向がある。トランスインピーダンス増幅器では、２次歪み積の問題は動作帯域全体にわたって本質的に同一である。

発明の開示この発明は、当該動作周波数に対して従来の受信機よりもがなり線形である光受信機を提供する。この線形性は、従来の受信機により経験された高調波と相互変調積との問題を緩和する。

この発明によれば、受信機の増幅器回路の非線形性は、プッシュプル型に接続された一対の整合増幅器段を使用することにより、効果的に消去される。これら増幅器段のそれぞれの非線形性は比較的低ているので、プッシュプル増幅器の平衡の取れた形態はこうした非線形性を除去し、生成されている入力周波数の偶数次及び奇数次の高調波と相互変調積との問題を軽減する。

好ましい、しかし例示にすぎない本発明の実施例においては、フォトダイオードの出力に生成される信号は一対のトランスインピーダンス増幅器段に供給される。これらトランスインピーダンス増幅器段の各出力はそれぞれの高インピーダンス・バッファ増幅器に与えられる。これらの高インピーダンス・バッファ増幅器は出カドランスの１次巻線の両端にプッシュプル型に接続される。トランスの１次巻線の中央タップは阻止コンデンサを介して接地され、高周波接地を行う。

出カドランスの２次巻線は光等化回路を介して、通常の７５オーム同軸ケーブル装置を給電するようになされている。好ましい実施例の別の特徴は、トランスインピーダンス増幅器段への入力の間に接続された同調回路網である。この同調回路網は、予め選択された周波数帯域内で増幅器の特性を最適化する。

したがって、この発明の目的は、高調波歪み及び相互変調歪みに比較的影響されにくい広帯域光受信機を提供することである。

この発明の別の目的は、上記受信機に、光入力信号の高周波変調の広い範囲にわたって比較的平らな周波数応答を持たせることである。

この発明更に別の目的は、光信号の予測された強度にしたがって増幅器の入力インピーダンスが選択できるように、上記受信機がディスクリートな部品で実現され得ることである。

図面の簡単な説明上記の及び他の目的及び利点は、以下の発明の詳細な説明及び添付された図面を参照することにより明確になろう。

第１図は、従来の高インピーダンス増幅器の例示的な概略図である。

第２図は、従来のトランスインピーダンス増幅器の例示である。

第３図は、典型的なシングルエンド型増幅器の入力電圧と出力電圧との関係を示すグラフである。

第４図は、この発明に係る広帯域プッシュプル増幅器のブロック図である。

第５図は、この発明の好ましい実施例の詳細な概略図である。

発明を実施するための態様従来のシングルエンド型増幅器（例えば、前記の高インピーダンス増幅器及びトランスインピーダンス増幅器）において、最も深刻な問題を提起する歪み成分は２次の相互変調積を生じる。こうした２次積は、２つの周波数が増幅器の入力に加えられたときに形成される。増幅器の出力信号は基本人力周波数ばかりでなく、これら２つの周波数の和及び差に等しいの周波数成分を含む。広帯域増幅器では、これらの和及び／又は差の周波数は当該周波数帯域内にあり、他の基本人力信号と干渉する。入力信号と出力信号との間に線形な関係がある理想的な増幅器では、２次歪みは発生しない。しかしながら、広帯域増幅器での入力電圧と出力電圧との一層現実的な関係が第３図に示されている。第３図かられかるとおり、曲線の点Ａと点Ｂとの間に線形な範囲がある。点Ａの下側の入力信号又は点Ｂの上側の入力信号は歪んだ出力信号を生成する。２つの増幅器をプッシュプル関係で使うことにより、２つの増幅器の入力、出力特性での非線形性は互いに補償され、生成されている偶数次及び奇数次の高調波周波数による歪みを減少させることがわかっている。この配置は２次歪みを減らすのに特に有効であることがわかった。

第４図は、この発明に係る広帯域光受信機の簡単化されたブロック図である。

オプティカルファイバ１０は振幅変調された光信号をフォトダイオード２０へ運ぶ。例えば、このフォトダイオードは、抵抗Ｒａ１Ａｓｌと抵抗ＲＢＩＡｓｔとからなる適当なバイアス回路網を介して印加されるＤＣバイアス電圧（Ｖ、、Ａ、）によって適切にバイアスされ、光検知器が入力信号によって励起されたときに端子２１と２２との間にＤＣ電流を生じるフォトダイオードである。端子２１．２２間のＤＣ電流は、光信号を変調するＡＣ信号に対応するＡＣ成分を含む。

ＡＣ成分は５０ＭＨｚ〜５５０ＭＨｚの間又はそれ以上であるのが典型的である。ＡＣ成分は阻止コンデンサＣａｌ及びＣＢ□によってＤＣ侶号から分離され、増幅器段１００．２００によって増幅される。増幅器１００．２００の出力はトランス３００（広帯域な高周波の応用において共通に使用される形のフェライトコア・トランスでよい）の端子３０１．３０３に接続される。トランス３００の１次巻線は端子３０２でセンタータップが出され、この端子３０２は、当該周波数でセンタータップを有効に接地に接続するコンデンサを介して接地に接続される。出カドランス３００の２次巻線の両側間には、ＣＡＴＶシステムにおけるＲＦ倍信号分配のための７５オーム・システムと出カドランスとの良好な整合を容易にするために、７５オームの抵抗が接続される。

オプションとして、周波数応答等化回路網４００がトランス３００の出力に採用され、回路の不完全性に起因する周波数応答の非線形性を平坦化するのに役立つ。増幅器１００．２００は高インピーダンス増幅器又はトランスインピーダンス増幅器のような、フォトダイオードの出力を増幅するのに適した形の増幅器でよい。好ましくは、現在の好ましい実施例において以下に説明するように、増幅器１００．２００はトランスインピーダンス型である。この発明の他の任意の特徴は、増幅器１００．２００の入力の間に接続された同調回路網５００である。

後に詳述するように、この同調回路網５００は所望の動作帯域の中央の幾何平均に関して全回路の周波数応答にピークを設けるのに役立つ。

第５図は、この発明の現在のところ好ましい、しかし例示的な実施例の概略図である。第５図において、好ましくはフォトダイオードである光検知器２０はオプティカルファイバ１０によって伝送される入力信号を受け取る。フォトダイオードのカソード端子２１１は抵抗Ｒ１を介して接地される。フォトダイオードのアノード端子２１３は抵抗Ｒ２を介して、この実施例では＋１５ＶであるＤＣ電源に接続される。フォトダイオードの端子２１１は阻止コンデンサＣ１０１を介して第１のトランスインピーダンス増幅器１００に信号を送る。直流阻止コンデンサＣ１０１は、別に注記がない第５図に示された全部のコンデンサと同様に、０．０１マイクロフアラツドのセラミック・コンデンサである。フォトダイオードの他の端子２１３はＤＣ阻止コンデンサＣ２０１を介して第２のトランスインピーダンス増幅器に信号を送る。これらのトランスインピーダンス増幅器１００．２００は同じように構成され、以下のトランスインピーダンス増幅器１００についての記述はトランスインピーダンス増幅器２００にも当てはまる。これに関して、増幅器１００のそれぞれの構成要素の参照番号の１の位と１０の位の数字は、増幅器２００の対応する構成要素の参照番号の１の位と１０の位の数字と同じである。

トランスインピーダンス増幅器１００は電界効果トランジスタＱ１２０の周囲に作られ、そのソース端子（Ｓ）は接地される。電界効果トランジスタＱ１２０帰還抵抗Ｒ１２１は、増幅器が置かれる応用にしたがって選択されるディスクリートな部品である。例えば、フォトダイオード２０へ信号を送るオプティカルファイバ１０は比較的長く、フォトダイオード２０へ与えられる光の強度は比較的小さい。これに対応して、小さな電流がフォトダイオード２０により生成される。

光受信機の出力電圧はフォトダイオード２０に与えられる光の強度に依存しないのが望ましい。大きなインピーダンスを流れる小さな電流は小さなインピーダンスを流れる大きな電流と同じ電圧を作ることができるので、トランスインピーダンス増幅器１００．２００のそれぞれのトランスインピーダンスは、これらの増幅器が比較的小さな電流によって運ばれる信号を増幅するのに使用されているときには、比較的大きいのが望ましい。比較的大きい入力電流によって駆動される受信機は、対応的に小さいトランスインピーダンスを持つトランスインピーダンス増幅器を組み込むべきである。電界効果トランジスタＱ１２０と帰還抵抗Ｒ１２１とを含むトランスインピーダンス増幅器段のトランスインピーダンスはＲ１２１＋　Ｖｃ／　１　＋Ｖｃｉ、１．等シイ。ナオ、ｖＧＩ（段１の電圧利得）　はＧ、Ｚ並列ニ等しく、Ｚ並列は、Ｒ１２１と並列なＧａＡｓＦＥＴのＲ１とＬ１０８の損失要素（ここでは、当該周波数範囲において公称６００オーム抵抗性である）に等しい。

Ｑ１２０の出力容量は比較的小さく、取るに足りないと考えられる。つまり、トランスインピーダンス増幅器段のトランスインピーダンスは帰還抵抗Ｒ１２１の値を選択することにより変えることができる。集積回路にバゲージされた市販のトランスインピーダンス増幅器では、帰還抵抗のこうした選択はエンドユーザによって容易に行うことができる。可変の帰還インピーダンスが使われた場合、利用可能なトランスインピーダンスの範囲は、映像信号のオプティカルファイバ伝送を利用するＣＡＴＶシステムに生じる光検知器への光強度値の範囲を補償するのに充分なほどには大きくなかった。更に、こうした可変の帰還インピーダンスに固有な非線形性はこの応用に深刻な問題を生じる。つまり、この設計に使用される帰還抵抗のディスクリートで高度に線形な性質は、増幅器を入力信号の極めて広い範囲に特に適合させることができるという利点を提供する。

上記の事項にしたがって、弱い光信号が光検知器２０に印加される場合、帰還抵抗Ｒ１２１は１０００オーム〜２キロオーム前後の範囲に入るように選択される。光検知器２０に強い光が入ると予想される場合には、帰還抵抗Ｒ１２１は２００〜１０００オームの範囲に選択される。極めて狭い帯域の伝送（例えば、１つのテレビジョン・チャンネルのみの伝送）に対しては、又は、極めて長いオプティカルファイバ経路からの低い強度の光信号を受信するためには、２キロオ一ム以上の帰還抵抗が選択される。こうした抵抗は狭帯域データ伝送の応用にも適する。

電界効果トランジスタＱ１２１のゲートは到来ＲＦ倍信号通過させる阻止コンデンサＣ１０１に接続される。電界効果トランジスタＱ１２０のゲートに印加されるＤＣ電圧はトランジスタＱ１１０の周囲に組み立てられたバイアス調整回路によって有効に制御される。トランジスタＱ１１０のベースは抵抗Ｒ１７を介して接地されると共に抵抗Ｒ１６，Ｒ１５を介して＋１５Ｖ電源に接続される。Ｒ１５、Ｒ１６，Ｒ１７はトランジスタＱ１１０のベースに＋３ｖ前後の入力基準バイアス電圧を与えるように選択される。トランジスタＱＩＩＯのコレクタは阻止コンデンサＣｌＯ４を介して接地されると共に抵抗Ｒ１０３を介して一１５Ｖ電源に接続される。トランジスタＱ１１０のコレクタはインダクタし１０５を介して電界効果トランジスタＱ１２０のゲートにも接続される。Ｑｌｌｏのエミッタは抵抗Ｒ１０７を介して＋１５Ｖ電源に接続されると共に、高周波信号に対しては実質的には開回路であるインダクタし１０８を介して電界効果トランジスタＱ１２０のドレインに接続される。トランジスタＱ１１０のエミッタから接地への経路はコンデンサＣ１０６とツェナーダイオードＣＲ１３０（通常は非導通であり、ターンオフの期間又は電源断の期間にＱ１２０のソース−ドレイン間電圧を制限するように機能する）とによって与えられる。Ｑ１２０は５■の最大定格電圧を持つガリウムひ素電界効果トランジスタ（ＧａＡｓＦＥＴ）である。

上記の回路において、トランジスタＱ１１０のベース−エミッタ間電圧降下は０．７■前後である。つまり、トランジスタが導通状態であるならば、トランジスタＱ１０１のエミッタ電圧は＋３．７■前後である。

上記の回路では、インダクタし１０８はＤＣ信号に対する短絡回路として動作し、当該周波数（即ち５０ＭＨｚ以上）のＡＣ信号に対する純抵抗要素として動作する。好ましくは、Ｌ１０８は５０ＭＨｚ　〜５５０ＭＨｚの周波数ではホロ００〜７００オームの抵抗性インピーダンスであるようにみえる。インダクタし１０８はフェライトコアの巻かれた３０番エナメル線の５回巻きで形成される。

電界効果トランジスタＱ１２０のドレイン端子は高インピーダンス・バッファ増幅器段を介して出カドランス３００の１次巻線の端子３０１に接続される。このバッファ増幅器段はソースが抵抗Ｒ１３１，Ｒ１３３を介して接地されるトランジスタＱ１４０を含む。接地への高周波経路は抵抗Ｒ１３１とＲ１３３との間の回路の点から阻止コンデンサＣ１３２によって与えられる。トランジスタＱ１４０のドレインは出カドランス３００の１次巻線の端子３０１に接続され、Ｑ１４０のゲートは電界効果トランジスタＱ１２０のドレイン端子に接続される。

Ｑ１４０は前段の負荷を最小にするに足るほど大きく、入力ＧａＡｓＦＥＴと増幅器出力との間のバッファを行うソース帰還抵抗経路を持つ増幅器の特性を備えている。

出カドランス３００は４０ＭＨｚ〜ＩＧＨｚで動作することができる４・１インピ一ダンス整合トランスである。トランス３００として使用するのに適したトランスの例はＴｏｋｏ部品番号第４５８〜１０１３である。出カドランス３００の１次巻線の端子３０３は他方のトランスインピーダンス増幅器２００の出力の接続される。１次巻線のセンタータップ端子３０２は抵抗Ｒ３１２，Ｒ３１１を介して＋１５Ｖ電源に接続されると共に阻止コンデンサＣ３１３を介して接地される。好ましくは、トランス３００は２：１巻線比又は４：１インピーダンス比を持つ。トランス３００は、出力端子３０５．３０４での不平衡負荷インピーダンスをトランジスタＱ１４０．Ｑ２４０のドレインに対する平衡負荷へ変換するように動作する。トランスの１次巻線のセンタータップ端子３０２に接続される回路は、その点の接地へのＡＣ短絡となり、ＤＣ電圧を最適動作レベルへ低下させる。

オプションとして、抵抗Ｒ３１４は出カドランス３００の出力端子３０５．３０４の間に接続され、出カドランス３００によって信号供給される標準ＣＡＴＶ同軸装置（図示せず）とのインピーダンス整合（７５オーム）を改善する。阻止コンデンサＣ３１７は端子３０４から接地への「ｆ信号経路を提供し、阻止コンデンサＣ３１０は受信機の出力端子へのｒｆ信号経路を提供する。オプションとして、受信機の出力は同調コンデンサＣ４０３を介して接地される可変インダクタし４０２に直列に接続された抵抗Ｒ４０１を含む等化回路網４００に接続される。好ましい実施例では、インダクタし４０２はスラグ同調型である。等化回路網４００は回路の残りの要素での不完全性による受信機の非線形性を訂正するのに利用される。

この発明の受信機の別の特徴は、電界効果トランジスタＱ１２０、Ｃ２２０のゲートがコンデンサＣ９及び可変インダクタＬ３からなる同調回路網５００に接続されることである。好ましくは、インダクタＬ３はスラグ同調型インダクタである。インダクタＬ３の目的は、フォトダイオード２０の容量、相互接続回路の浮遊容量及びＦＥＴ　Ｃ１２０，Ｃ２２０の入力容量を補償することである。Ｌ３は、動作帯域の中心の幾何平均にピークが来る周波数応答が得られるように調節される。図の好ましい実施例では、増幅器は５０ＭＨｚから５５ＱＭＨｚまでの範囲で応答を持つ。インダクタＬ３は１６６ＭＨｚに広い応答ピークが来るように調節される。可変インダクタＬ３は特別の応用のための増幅器の有用な動作帯域をシフトさせるための手段となる。

第５図に示された回路は次のように動作する。光エネルギーはオプティカルファイバ１０を介してフォトダイオード検知器２０へ伝送される。フォトダイオード２０は抵抗Ｒ１，Ｒ２からなるバイアス回路によって逆バイアスされる。逆バイアスにより、フォトダイオード２０がその最も線形な領域（即ち、第３図の点Ａと点Ｂとの間の領域）で動作することが保証される。オプティカルファイバ１０からの光の存在の下で、フォトダイオード２０を流れる電流は、フォトダイオード２０の応答性とフォトダイオード２０の入力に印加される入射光エネルギーとのより決定される。典型的５には、この電流はほぼ５０〜１０００μＡの範囲内にある。オプティカルファイバ１０によって運ばれる光の振幅がｒｆ変調されているときには、フォトダイオードを通るＤＣ電流も、オプティカルファイバ１０からの光の振幅変調の度合に対応するｒｆ振幅成分を有する。このｒｆ酸成分オプティカルファイバ１０によって伝送される映像信号の搬送波周波数を含み、阻止コンデンサＣ１０１、Ｃ２０１によって構成される低インピーダンス経路を通ってそれぞれのトランスインピーダンス増幅器段の電界効果トランジスタＱ２１０、Ｃ２２０のゲート回路へ流れる。前記のように、それぞれのトランスインピーダンス増幅器１００，２００の帰還抵抗Ｒ１２１，Ｒ２２１は、フォトダイオード２０によって作られたトランスインピーダンス増幅器１００．２００の入力信号と適切に整合した入力インピーダンスを与えるように選定される。オプティカルファイバ経路１０が長く、フォトダイオード２０の出力での光強度が小さくて、フォトダイオード２０が比較的低いレベルの入力信号をトランスインピーダンス増幅器１００．２００に与えるとき、比較的大きな抵抗値（例えば１０００〜２０００オームの範囲の）が抵抗Ｒ１２１，Ｒ２２１に対して選択される。トランスインピーダンス増幅器への比較的大きな入力信号がフォトダイオード２０によって発生されると予測される応用では、比較的小さな抵抗値（例えば２００〜１０００オームの範囲の）がＲ１２１，Ｒ２２１に対して選択される。

ＱＩＩＯ，Ｃ２２０及びその関連の回路はトランスインピーダンス増幅器１００．２００に対してバイアス調整を与え、電界効果トランジスタＱ１２０．Ｑ２１０のゲートに印加される電圧を制御し、ドレインからソースへの電流の流れを調整する。最適な線形性において、ドレイン電流の流れを２５ｍＡｄｃ前後に保持することが好ましい。例えば、トランスインピーダンス増幅器１００を参照すると、電流の調整は次のように行われる。トランジスタＱ１１０は抵抗Ｒ１５゜Ｒ１６，Ｒ１７からなる抵抗回路網によって＋１５Ｖ電源から導き出される入力基準電圧を持つ。好ましい実施例では、この抵抗回路網はトランジスタＱ１０１のベースに＋３Ｖ前後の電圧を作る。トランジスタＱ１１０のエミッターベース間の電圧降下はほぼ０．７Ｖである。つまり、トランジスタＱ１１０は導通しており、抵抗Ｒ１０７とインダクタし１０８での電圧は４Ｖ前後であるとき、Ｌ１０８はＣ１２０のドレインのｒｆ負荷アドミッタンスを最小にし、Ｑｌｌｏの利用可能な電圧利得を保持するように機能する。また、Ｌ１０８はＣ１２０のドレイン電流の低ｄｃ抵抗経路を与える。

Ｑｌｌｏのエミッタと接地との間に接続されたツェナーダイオードＣＲ１３０は、電力を第５図の回路に印加し、そこから除去する過程を促進する。ＣＲ１３０は通常の動作期間では機能しない（即ち、開回路であるようにみえる）。しかしながら、電力がターンオフ又はターンオンしている間、ＣＲ１３０はＧａＡｓＦＥＴ　Ｃ１２０のドレイン電圧が定格電圧（公称５Ｖ）を越えないようにする電圧リミッタとして動作する。定格電圧を越えると、ＧａＡｓＦＥＴ　Ｃ１２０を破壊することになる。

電界効果トランジスタＱ１２０．Ｑ２２０のそれぞれの出力電圧の大きさは、これらのトランジスタ回路に印加される入力電流と回路のトランスインピーダンスとの積によって決定され、前記のとおり、これは帰還抵抗Ｒ１２１，Ｒ２２１の値に従う。トランジスタＱ１２０．Ｑ２２０のドレインでのｒｆ電圧信号は、それぞれ、Ｃ１４０，Ｃ２４０とその関連の回路で構成される高インピーダンス・バッファ増幅器のゲート回路に供給される。これらのバッファ増幅器の出力は出カドランス３００の１次巻線に印加される。

出カドランス３００はプッシュプル増幅器の応用のために必要な平衡回路に作られ、バッファ増幅器段の出力を通常の同軸ケーブル・システムと整合させて同軸ケーブル・システムに接続された家庭への分配を行うようになされている。

浄書（内容に変更なし）＋ＶＤＣ−ＶＤＣ＋ＶＤＣ要約広帯域の高周波信号で振幅変調された光信号のための受信機が記載されている。

この受信機は到来光信号を受信して該到来光信号のエネルギー・レベルと共に変化する高周波電気信号を発生する光検知器２０を備える。この電気信号はプッンユプル関係で接続された１対の増幅器１００．２００に印加される。好ましい実施例では、同調回路網５００が２つの増幅器の間に接続され、選択された高周波帯域の増幅を最適化する。

手続補正帯（方式）％式％１、事件の表示ＰＣＴ／ＵＳ９１１００９２９平成３年特許願第５０５９６１号２、発明の名称プッシュプル光受信機３、補正をする者事件との関係　特許出願人住所名　称　サイエンティフィック・アトランタ・インコーホレーテッド４、代理人住　所　東京都千代田区大手町二丁目２番１号新大手町ビル　２０６区５、補正命令の日付　平成　４年　７月１４日　（発送日）国際調査報告

Claims

【特許請求の範囲】

１．広帯域の高周波振幅変調を持つ到来光信号のための光受信機回路において、前記光信号を受信し、光信号エネルギー・レベルと共に変化する電気信号を発生する光検知器と、前記電気信号を増幅する第１の手段と、前記電気信号を増幅する第２の手段と、前記第１の手段の出力端子と前記第２の手段の出力端子とをプッシュプル関係に接続する手段とを具備する光受信機。
２．前記光検知器がフォトダイオードである請求項１記載の光受信機。
３．前記フォトダイオードが、前記到来光信号によって活性化されたときのみ電流を流すようにバイアスされている請求項２記載の光受信機。
４．前記電気信号が前記到来光信号の振幅変調と関係した振幅成分を持つ直流である請求項１記載の光受信機。
５．前記第１の増幅手段及び前記第２の増幅手段に接続され、選択された高周波帯域の増幅を最適化する手段を更に備える請求項１記載の光受信機。
６．前記の最適化する手段が、前記第１の増幅手段の入力端子と前記第２の増幅手段の入力端子とに接続された同調回路網を含む請求項５記載の光受信機。
７．前記同調回路網が、前記第１の増幅手段の入力端子と前記第２の増幅手段の入力端子との間に接続された可変インダクタを含み、前記高周波帯域が前記インダクタの値を変えることによって選択可能である請求項６記載の光受信機。
８．前記可変インダクタがスラグ同調型インダクタを含む請求項７記載の光受信機であって、更に、前記可変インダクタに直列関係で接続されたコンデンサを含む光受信機。
９．前記第１の増幅手段と前記第２の増幅手段がそれぞれ、ゲート端子とドレイン端子とソース端子とを持つ電界効果トランジスタを含むトランスインピーダンス増幅器段を備え、それぞれの前記ゲート端子がそれぞれの阻止コンデンサを介して前記光検知器の端子に接続され、それぞれの電界効果トランジスタのドレイン端子は選択可能な抵抗値のディスクリートな帰還抵抗を介して同じ電界効果トランジスタのゲート端子に接続される請求項１記載の光受信機。
１０．前記第１の増幅手段と前記第２の増幅手段とがそれぞれ、それぞれのトランスインピーダンス増幅器段のドレイン端子に接続された入力端子と、前記プッシュプル接続手段の端子に接続された出力端子とを持つ高インピーダンス・バッファ増幅器段を更に備える請求項９記載の光受信機。
１１．前記プッシュプル接続手段が、前記第１の増幅手段の出力端子に接続された一端の第１の端子と、前記第２の増幅器手段の出力端子に接続された他端の第２の端子と、前記２次巻線の中間部をＤＣ阻止コンデンサを介して接地へ接続する第３の端子とを備えた１次巻線と、ＣＡＴＶシステムへ接続するようになされた出力端子を持つ２次巻線とを含むトランスを備える請求項１０記載の光受信機。
１２．光検知器に印加される光信号エネルギー・レベルと共に変化し該光検知器により発生される信号を増幅するようになされた増幅器において、前記信号を増幅する第１の手段と、前記信号を増幅する第２の手段と、前記第１の増幅手段の出力端子を前記第２の増幅手段にプッシュプル関係で接続する手段とを具備する増幅器。
１３．前記第１の増幅手段と前記第２の増幅手段とに接続され、予め選択された高周波帯域の増幅を最適化する手段を更に備える請求項１２記載の増幅器。
１４．前記最適化する手段が、前記第１の増幅手段の入力端子と前記第２の増幅手段の入力端子とに接続された同調回路網を備える請求項１２記載の増幅器。
１５．前記同調回路網が、前記第１の増幅手段の入力端子と前記第２の増幅手段の入力端子との間に接続された可変インダクタを備える請求項１４記載の増幅器。
１６．前記可変インダクタと直列回路関係で接続された阻止コンデンサを更に備える請求項１５記載の増幅器。
１７．前記第１の増幅手段と前記第２の増幅手段とがそれぞれ、ゲート端子とドレイン端子とソース端子とを持つ電界効果トランジスタを含むトランスインピーダンス増幅器段を備え、それぞれの前記ゲート端子がそれぞれのＤＣ阻止コンデンサを介して前記増幅器の入力端子に接続され、それぞれの電界効果トランジスタのドレイン端子は選択可能な抵抗値のディスクリートな帰還抵抗を介して同じ電界効果トランジスタのゲート端子に接続される請求項１２記載の増幅器。
１８．前記第１の増幅手段と前記第２の増幅手段とがそれぞれ、それぞれのトランスインピーダンス増幅器段のドレイン端子に接続された入力端子と、前記プッシュプル接続手段の端子に接続された出力端子とを持つ高インピーダンス・バッファ増幅器段を更に備える請求項１７記載の増幅器。
１９．前記プッシュプル接続手段が、前記第１の増幅手段の出力端子に接続された一端の第１の端子と、前記第２の増幅器手段の出力端子に接続された他端の第２の端子と、前記２次巻線の中間部をＤＣ阻止コンデンサを介して接地へ接続する第３の端子とを備えた１次巻線と、ＣＡＴＶシステムへ接続するようになされた出力端子を持つ２次巻線とを含むトランスを備える請求項１８記載の増幅器。