JP4990295B2 - 送信パワー制御方法及び送信装置 - Google Patents

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Description

本発明は、ポーラ変調送信装置における送信パワー制御方法に関する。
図１は、ポーラ変調方式を用いた典型的な送信装置の例を示す。送信装置は、ポーラ信号生成回路１と、振幅制御回路２と、位相変調信号生成回路３と、パワーアンプ（以下、ＰＡと呼ぶ）４とを有する。この送信装置においては、ポーラ信号生成回路１が、入力信号（つまり送信変調信号）から送信変調信号の振幅及び位相に関する信号を生成する。振幅制御回路２は、振幅成分信号に基づいてＰＡ４に供給される電源電圧を制御し、位相変調信号生成回路３は、位相成分信号に基づいてＰＡ４に入力される位相変調信号を生成する。
実際上、この送信装置は、ＰＡ４をコンプレスドモード（compressed mode）と非コンプレスドモード（uncompressed mode）とで切り換えることで、送信パワーのダイナミックレンジを確保する。なお、コンプレスドモードは飽和動作モードと、非コンプレスドモードは非飽和動作モードと、言い換えることもできる。
この送信装置は、高い送信パワーが要求される場合には、ＰＡ４をコンプレスドモードで動作させる。一方、送信装置は、低い送信パワーが要求される場合には、ＰＡ４を非コンプレスドモードで動作させる。具体的には、コンプレスドモード時、送信装置は、振幅成分信号に応じて、ＰＡ４への電源電圧を変化させることで、振幅変調を実行する。このコンプレスドモードは、本質的に非常に、出力パワーについて正確である。一方、送信装置は、非コンプレスドモードでは、コンプレスドモードよりも、出力パワーについて正確でない状態でＰＡ４を動作させる。
従来の送信装置においては、送信パワー制御時に、コンプレスドモード（Ｃモード）と非コンプレスドモード（Ｕモード）とを切り換える場合、各モードの特性の差（温度による変動、経年変化による変動、負荷変動など）が原因となって、最大で5dBを超える、送信パワーの変動が生じる可能性がある。
これを、図２を用いて簡単に説明する。図２には、コンプレスドモードでの出力パワーは比較的正確だが、非コンプレスドモードでの出力パワーは、（温度による変動、経年変化による変動、負荷変動など）の変動が原因となって変化する様子が示されている。
図２のように、非コンプレスドモードの出力パワーは、種々の要因で変動し易いので、コンプレスドモードと非コンプレスドモードとを切り換える場合に、出力パワーが不連続となる可能性が高く、この結果、大きな送信パワーの変動が生じる可能性が高い。
ところで、送信パワー制御を正確に行う手法として、実際のパワーアンプの出力パワーを測定し、この測定値が設定目標値に等しくなるように出力パワーをフィードバック制御する方法がある。
一般に、このフィードバック制御では、ローパスフィルタを用いて、パワーアンプの出力から、送信データに起因する変調変動成分を取り除く方法が採られる。そして、変調変動成分を取り除いた後のいわゆる平均送信パワーと、設定目標値との誤差に基づいて送信パワーを再調整する。
ここで、ローパスフィルタの時定数を大きな値に設定するほど、変調成分をより多く除去することができるので、より精度の高い送信パワー制御を行うことができると考えられる。
しかしながら、ローパスフィルタの時定数を大きな値に設定するほど、当然、ローパスフィルタの応答性は悪くなるので、フィードバック制御の追従性もこれに伴って悪くなる。無線通信規格によっては非常に短い期間で送信パワー制御を完了することが要求されるものもあるので、実際上ローパスフィルタの時定数をあまり大きく設定することはできない。
特に、上述のコンプレスドモードと非コンプレスドモードとのモード切り替えがある場合には、さらに高速なフィードバック制御が必要になると考えられ、ローパスフィルタの時定数を大きくすることは益々困難となる。
３ＧＰＰ（3ｒｄ Generation Partnership Project） ２５．１０１では、送信パワーの誤差が、図３〜図５に示す要件を満たすことが要求されている。
詳細に説明する。ＵＭＴＳ及びＷ−ＣＤＭＡ規格を広めるための規格母体である３ＧＰＰは、基地局からのＴＰＣコマンドによって移動端末が離散的なステップ（例えば+/- 1 dB, +/- 2dB, +/- 3 dB,………）で出力パワーを増減することを要求している。ＵＭＴＳ規格も、これらのパワー増減ステップをある特定の許容範囲内で実行するように指定している。
例えば、図３のテーブルに示すように、出力パワーを+/- 1 dB ステップ（増減）させるＴＰＣコマンドの場合には、その結果である出力パワーを、目標出力パワーの+/- 0.5 dB以内に収めることが要求されている。そこで例えば、移動端末の送信装置が0 dBmで動作しており、"1"のＴＰＣコマンドが受信されたとすると、移動端末の送信装置は+ 0.5 dBmと1.5 dBmの範囲以内に送信パワーが収まるように調整しなければならない。より大きなステップサイズである2 dBと3 dBのステップサイズの場合には、+/- 1 dBと +/- 1.5 dBといったより広い許容範囲が許される。
図５のテーブルに示すように、３ＧＰＰ ＵＭＴＳ規格でも、パワーコマンドグループに対して累積的な許容範囲が定められている。例えばそれぞれが同様に1 dBのステップサイズからなる10個のＴＰＣコマンドについては、出力パワーレベルが目標出力パワーレベルの+/- 2 dB以内となることが要求されている。
図３のテーブルの一覧及び図４から、１つのＴＰＣコマンドに対して最も厳しいステップサイズは、+/- 1 dBを示すＴＰＣコマンド（+/- 0.5 dBの許容が要求される）に対応するものであることが分かる。
因みに、３ＧＰＰの規格では、パワー制御を、シンボル境界から±25μsec内で収めることが要求されている。
従来の送信装置では、コンプレスドモードと非コンプレスドモードとを切り換えるときに、これらの要求を満たすことが困難である。
本発明の目的は、送信パワー制御時間に制約がある場合においても、高精度に送信パワーを制御することができる送信パワー制御方法を提供することである。
本発明の送信パワー制御方法は、パワーアンプを、コンプレスドモードで動作させるモードと、非コンプレスドモードで動作させるモードとを有する送信装置における送信パワー制御方法であって、前記パワーアンプのモードを切り換えるシンボル区間よりも前のシンボル区間において、モード切換前の前記パワーアンプの出力パワーを測定する第１の測定ステップと、前記第１の測定ステップで得られた測定結果と、送信パワー制御信号とに基づいて、モード切換後の前記パワーアンプのターゲットパワーを設定する第１の設定ステップと、前記パワーアンプのモードを切り換えるシンボル区間において、前記第１の設定ステップで設定されたターゲットパワーを用いて制御された、モード切換後の前記パワーアンプの出力パワーを測定する第２の測定ステップと、前記第２の測定ステップで得られた測定結果に基づいて、補正されたターゲットパワーを設定する第２の設定ステップと、前記パワーアンプのモードを切り換えるシンボル区間において、前記第２の設定ステップで設定された補正ターゲットパワーを用いて制御された、モード切換後の前記パワーアンプの出力パワーを測定する第３の測定ステップと、前記第３の測定ステップで得られた測定結果に基づいて、補正されたターゲットパワーを設定する第３の設定ステップと、を含み、前記第３の測定ステップでは、前記第２の測定ステップよりも多くのサンプリングデータを用いて測定結果を得る。
本発明によれば、送信パワー制御が完了するタイミングに制約があるような場合においても、制約された既定時間内に送信パワーを確実に制御しつつ、送信パワー制御の精度を向上することができる送信パワー制御方法を提供することができる。
以下、本発明の一実施の形態について、図面を用いて説明する。
（実施の形態１）
図６に、本発明の実施の形態に係るポーラ変調送信装置の構成を示す。図６のポーラ変調送信装置１００は、ポーラ信号生成回路１０１と、位相変調信号生成回路１０２と、パワーアンプ （ＰＡ）１０３と、振幅制御回路１０４と、可変利得増幅器（ＶＧＡ）及び又は減衰器によって構成された可変増幅回路１０５と、パワーアライメントループ１２０とを有している。
パワーアライメントループ１２０は、ＰＡ１０３の出力パワーを検出する検出回路１０６と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０８と、アナログディジタル変換器（ＡＤＣ）１０９と、送信パワー制御部１０７とを有する。
ポーラ信号生成回路１０１は、入力信号から振幅成分信号と位相成分信号とを生成する。具体的には、ポーラ信号生成回路１０１は、拡散部１１０からの入力信号に従って動作し、入力信号の振幅情報を含んでいるエンベロープ成分信号（振幅成分信号）、及び、入力信号の位相情報を含んでいる定エンベロープ成分信号（位相成分信号）を生成する。振幅成分信号は振幅制御回路１０４に入力され、定振幅の位相成分信号は位相変調信号生成回路１０２に入力される。
位相変調信号生成回路１０２は、位相成分信号からＲＦ位相変調信号を生成する。可変増幅回路１０５は、送信パワー制御部１０７からの位相パススケーリング係数（Phase-path magnitude scaling）Ｓ１０に基づいて、ＲＦ位相変調信号を増幅又は減衰させ、これによりスケーリングされたＲＦ位相変調信号をＰＡ１０３のＲＦ信号入力端子に供給する。
振幅制御回路１０４は、送信パワー制御部１０７からの振幅パススケーリング係数（AM-path envelope scaling）Ｓ１１を振幅成分信号に乗じることで、ＰＡ１０３の電源電圧を形成して、それをＰＡ１０３の電源入力端子に供給する。
検出回路１０６は、例えば、ＰＩＮダイオードまたは他の半導体検出器で構成され、ＰＡ１０３の出力パワーを検出する。
ＬＰＦ１０８は、例えばＲＣ回路によって構成され、ＰＡ１０３の出力パワーの検出結果を積分することで、ＰＡ１０３の出力パワーを平滑化する。ＬＰＦ１０８は、検出回路１０６によって得られるＰＡ１０３の出力パワーの検出値の変動を抑えるために設けられている。
ところで、ＬＰＦ１０８のカットオフ周波数を高く設定し過ぎると、変動を十分に抑えることができない。逆に、カットオフ周波数を低く設定し過ぎると、パワーの調整後にＬ
ＰＦ１０８の出力が安定するまでに時間を要するので、例えば３ＧＰＰの規格で定められた時間内にパワー制御を終えることが困難になる。因みに、３ＧＰＰの規格では、パワー制御を、シンボル境界から±25μsec内で収めることが要求されている。
この要求を満たすためには、ＬＰＦ１０８の時定数は数μsec程度以下である必要がある。実際上、ＬＰＦ１０８の時定数は、変調信号の瞬時エンベロープ変動をキャンセルできる程度に設定されていればよく、拡散符号のパターンに基づく拡散変調信号の基本周期（拡散符号のチップ速度）よりも遅い変動については残存してもよい。カットオフ周波数は数十kHz〜数百kHzの範囲が好ましいと考えられる。本実施の形態では、一例としてカットオフ周波数は300kHzとする。
ＡＤＣ１０９は、ＬＰＦ１０８の出力結果をサンプリングする。
送信パワー制御部１０７は、検出回路１０６の出力をＬＰＦ１０８及びＡＤＣ１０９を介して入力する。また、送信パワー制御部１０７は、図示せぬ通信相手（基地局装置）から１スロットごとに送信パワー制御信号が通知されたかどうかを確認し、通知があった場合にはシンボル境界で次のシンボルの送信制御パワー値ΔＰを設定する。このとき、送信パワー制御部１０７は、送信制御パワー値ΔＰが設定されるシンボル境界前のＰＡ１０３の出力パワーの平均値Ｐｃｕｒを算出するとともに、送信制御パワー値ΔＰが設定されると、振幅制御回路１０４及び可変増幅回路１０５にそれぞれスケーリング係数Ｓ１０、Ｓ１１を送出することにより、ＰＡ１０３の電源電圧及びＰＡ１０３の入力信号（ＲＦ位相変調信号）レベルを制御する。
具体的には、送信パワー制御部１０７は、送信パワーの設定値をアドレスとしてテーブル参照して得たスケーリング係数の元の値と、検出回路１０６の検出結果より求めたスケーリング係数の修正値と用いて、最終的なスケーリング係数Ｓ１０、Ｓ１１を算出する。
本実施の形態の送信パワー制御部１０７は、ＴＰＣコマンドとスケーリング係数とが対応図けれられたテーブル（以下これをパワーテーブルと呼ぶ）を有する。
図７に、送信パワー制御部１０７に設けられているパワーテーブルのスケーリング係数セットの様子を示す。コンプレスドモードでは、ポーラ変調送信装置１００の出力パワーは、ＰＡ１０３のコレクタ（またはドレイン）ノードに与えられる振幅変調された電源電圧によって制御される一方、定振幅の位相変調ＲＦ信号のパワーは一定に保たれる。非コンプレスドモードでは、ＰＡ１０３の出力パワーは、振幅パスのエンベロープに乗じるスケーリング係数を一定に維持しながら、位相パスでの駆動信号に乗じるスケーリング係数を変化させることでパワーを制御する。但し、どちらの動作モードにおいても、パワー制御に用いない方のスケーリング係数（コンプレスドモードの場合には、位相変調ＲＦ信号に乗じる位相パススケーリング係数のことであり、非コンプレスドモードの場合には、振幅パスのエンベロープに乗じる振幅パススケーリング係数のことである）は必ずしも一定に維持する必要はなく、ＰＡ１０３の出力の歪特性や雑音特性の改善、あるいは出力パワーの補正を行うために調整することにしてもよい。
実際上、図７に示したように、送信パワー制御部１０７は、コンプレスドモード用のスケーリング係数セットと、非コンプレスドモード用のスケーリング係数セットとを有する。本実施の形態の場合、コンプレスドモード用のスケーリング係数セットと非コンプレスドモード用のスケーリング係数セットは、モード遷移領域において、オーバーラップ領域が設けられている。
オーバーラップ領域は、コンプレスドモード又は非コンプレスドモードのいずれのモー
ドを選択した場合でも、必要とされる出力パワーを生成することが可能な範囲である。具体的に説明すると、実際には、図７中の実線で示すような、振幅パススケーリング係数と位相パススケーリング係数を有すれば、コンプレスドモードと非コンプレスドモードを実現できるが、本実施の形態の場合には、実線で示すスケーリング係数セットに加えて、点線で示すスケーリング係数セットを有することで、コンプレスドモードの領域及び非コンプレスドモードの領域を拡張して、ＰＡ１０３をコンプレスドモード及び非コンプレスドモードのいずれのモードでも動作させることができるオーバーラップ領域を設けている。
較正領域は、モード遷移時に送信パワーに不連続が生じる可能性があり、較正を必要する可能性がある出力パワー範囲である。本実施の形態では、この較正領域において、送信パワーに不連続を生じさせないスケーリング係数Ｓ１０、Ｓ１１を選択して、ＰＡ１０３のモード切換を行う。
このように、送信パワー制御部１０７によって算出されたスケーリング係数Ｓ１０、Ｓ１１に応じて、ＰＡ１０３がコンプレスドモードで動作するか、又は非コンプレスドモードで動作するかが決まる。
スケーリング係数の算出方法の一例について以下に説明する。パワーテーブル内のスケーリング係数が表１のようになっているとする。
Figure 0004990295
ここで、非コンプレスドモードで動作中のポーラ変調送信装置１００が、「位相パススケーリング係数を１００でＰＡ１０３を−10dBｍで出力」している時、送信パワー制御部１０７が動作し、「コンプレスドモード動作での出力パワーレベルとのレベル差が0.3dBmなので、ＰＡ１０３の出力パワーを上げる」と判断した場合について、位相パススケーリング係数の算出方法を説明する。
表１から、非コンプレスドモード動作時の位相パススケーリング係数「１００」からの変化分として、出力パワーレベルの増加分「＋0.3dBm」に相当する位相パススケーリング係数の増加分「＋３」を加算し、位相パススケーリング係数を「１０３」とする。
なお、ＰＡ１０３の出力を「＋1dBm」だけ上げる場合には、上記したような算出を行わなくてもよく、スケーリング係数「１００」が格納された「アドレス００２」に隣接する「アドレス００３」を直接参照してもよい。
本実施の形態の場合、パワーアライメントループ１２０の検出回路１０６、ＬＰＦ１０８及びＡＤＣ１０９は、必要な場合のみ動作するようになっている。具体的には、送信パワー制御部１０７が入力されるＴＰＣコマンドに基づいて、オンオフ制御信号Ｓ２０をＬＰＦ１０８及びＡＤＣ１０９に送出する。例えば、図４に示したように、ＴＰＣコマンドが1 dBや2 dB, 3 dBといったように許容値が厳しい目標ステップサイズを示すものであった場合には、オンオフ制御信号Ｓ２０としてオン制御信号を出力する。これに対して、ＴＰＣコマンドが4 dB以上といったように許容値が厳しくない目標ステップサイズを示すも
のであった場合には、オンオフ制御信号Ｓ２０としてオフ制御信号を出力する。このようにすることで、パワーアライメントループ１２０を実質的に必要な場合のみ動作させることができるので、消費電力を低減できる。
以上説明したように、本実施の形態のポーラ変調送信装置１００は、パワーアライメントループ１２０によってＰＡ１０３の出力パワーを測定しながら、振幅パススケーリングＳ１１及び位相パススケーリング係数Ｓ１０を選択することにより、送信パワー変更時におけるＰＡ１０３の出力パワーの不連続（特にモード遷移時の不連続）を抑制できる。
加えて、本実施の形態のポーラ変調送信装置１００においては、ＰＡ１０３の動作モードが切換わる場合、送信パワー制御部１０７が、モード切換後のＰＡ１０３の出力パワーの平均値Ptarを算出し、モード切換前の平均値Pcur及びモード切換後の平均値Ptarに基づいて、ターゲット送信パワーPtar_setを補正し、補正後のターゲット送信パワーP'tar_setに基づいて、送信パワーを制御する。さらに、送信パワー制御部１０７は、補正後のＰＡ１０３の出力パワーの平均値P'tarを算出して、補正後のターゲット送信パワーP'tar_set及び補正後のＰＡ１０３の出力パワーの平均値P'tarに基づいて、再度ターゲット送信パワーP'tar_setを補正し、再補正後のターゲット送信パワーP''tar_setに基づいて、送信パワーを制御する。
以下、上述のように構成されたポーラ変調送信装置１００の動作について説明する。
まず、ポーラ信号生成回路１０１において、入力信号から振幅成分信号と位相成分信号とが生成され、位相変調信号生成回路１０２によって、位相成分信号からＲＦ位相変調信号が生成される。そして、可変増幅回路１０５によって、ＲＦ位相変調信号が増幅されてＰＡ１０３に出力される。
一方、振幅制御回路１０４によって、送信パワー制御部１０７からのスケーリング係数が振幅成分信号に乗じられることで、ＰＡ１０３の電源電圧信号が形成され、これがＰＡ１０３の電源端子に供給される。この結果、ＰＡ１０３の出力パワーが調整される。
検出回路１０６では、ＰＡ１０３の出力パワーが検出され、ＬＰＦ１０８によって、ＰＡ１０３の出力パワーの検出結果が積分され、ＡＤＣ１０９によって、ＬＰＦ１０８の出力結果がサンプリングされる。
送信パワー制御部１０７では、通信相手（基地局装置）から１スロットごとに送信パワー制御信号の通知の有無を確認し、通知があった場合には通知された送信パワー制御信号に基づき、シンボル境界で次のシンボルの送信パワー制御値ΔＰが設定される。
検出回路１０６では、送信制御パワー値ΔＰが設定されるシンボル境界前から、モード切換前のＰＡ１０３の出力パワーが測定され、測定結果がＬＰＦ１０８及びＡＤＣ１０９を介して送信パワー制御部１０７に出力される。
送信パワー制御値ΔＰが設定されると、送信パワー制御部１０７から振幅制御回路１０４及び可変増幅回路１０５にそれぞれスケーリング係数Ｓ１１、Ｓ１０が送出され、ＰＡ１０３の電源電圧及びＰＡ１０３の入力信号（ＲＦ位相変調信号）レベルが制御される。レベルが制御された結果、モード切換される場合には、モード切換後のＰＡ１０３の出力パワーが測定され、モード切換前後のＰＡ１０３の出力パワーの変動量に基づいて、ＰＡ１０３の電源電圧及びＰＡ１０３の入力信号レベルが補正される。
さらに、補正前後のＰＡ１０３の出力パワーの変動量に基づいて、送信パワー制御部１
０７によって、ＰＡ１０３の電源電圧及びＰＡ１０３の入力信号レベルが再補正される。
次に、送信パワー制御部１０７の動作について、図を用いながら詳細に説明する。
図８は、ポーラ信号生成回路１０１にＨＳＵＰＡ(High Speed Uplink Packet Access)信号が入力される場合の、ＬＰＦ１０８を介して出力されたＰＡ１０３の出力波形及びＰＡ１０３の出力波形の平均値を示している。ＨＳＵＰＡ信号は、３ＧＰＰで標準化が行われているUMTS/WCDMA Uplink信号である。
図８において、横軸は時間を示し、縦軸は出力波形のパワーを示している。同図において、3.2msecはシンボル境界タイミングＴＳ０を示し、基地局装置から１スロットごとに通知される可能性がある送信パワー制御信号によりこのシンボル境界タイミングＴＳ０で、次のシンボルの送信パワー制御値ΔＰが設定される。3GPP TS25.101では、シンボル境界タイミングＴＳ０から+/-25μsec以内に送信パワー制御が完了している必要がある。図８において、タイミングＴＳ１は、シンボル境界タイミングＴＳ０から25μsec経過したタイミングを示し、3GPP TS25.101では、送信パワー制御をこのタイミングＴＳ１までに完了させる必要がある。
まず、送信パワー制御部１０７では、送信パワー制御値ΔＰが設定されるシンボル境界タイミングＴＳ０前の平均化区間ΔＴ１において、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値Pcurが算出される。図８では、６サンプル点から平均値Pcurを算出した例を示している。なお、サンプル点の数は６サンプルに限らず、ＡＤＣ１０９のサンプリングクロック周波数や送信パワー制御を完了させなくてはならない規定時間や規定時間内に平均値を取得する回数との関係によって決定される。
送信パワー制御値ΔＰが設定されると、送信パワー制御部１０７において、ターゲット送信パワーPtar_set（＝Pcur_set＋ΔP）に基づいて、スケーリング係数Ｓ１１、Ｓ１０が算出され、振幅制御回路１０４及び可変増幅回路１０５にそれぞれスケーリング係数Ｓ１１、Ｓ１０が送出され、ポーラ変調送信装置１００の送信パワーが制御される。
このとき、図８に示すように、シンボル境界タイミングＴＳ０の前後でＰＡ１０３の動作モードが切換わる場合には、モード切換後の平均化区間ΔＴ２におけるＰＡ１０３の出力パワーの平均値Ptarが算出され、平均値Pcur及び平均値Ptarが用いられて、送信パワーが補正される。
このように、送信パワー制御値ΔＰが設定されるシンボル境界タイミングＴＳ０の前にＰＡ１０３の現在の出力パワーの平均値を算出することにより、ＰＡ１０３の動作モードが切換わる場合に、シンボル境界タイミングＴＳ０から１回目の補正が終了するタイミングが早くなる。したがって、3GPP TS25.101で規定されているように送信パワー制御に要する時間に制約があるような場合においても、制約された既定時間内に送信パワーを確実に制御することができる。
すなわち、モード切換制御の対象である１シンボル区間（シンボル境界タイミングＴＳ０からシンボル境界タイミングＴＳ１の間の区間）の出力パワーの測定値のみを用いて、送信パワー制御を行おうとすると、モード切換制御の対象である１シンボル区間内で先ずモード切換前のパワーを測定する必要がある。しかし、本実施の形態では、シンボル境界タイミングＴＳ０の前に測定した出力パワーの平均値Pcurをモード切換前の出力パワーとして用いるので、シンボル境界タイミングＴＳ０の直後にターゲット送信パワーPtar_set（＝Pcur_set＋ΔP）を設定してモード切換を行うことができ、その分だけ１シンボル区間内での処理を少なくできる。
また、上述した例では、６サンプルを用いて各平均値を算出するようにしたが、１回目の補正が完了するタイミングが早くなるため、各平均値を６サンプルよりも多いサンプル点を用いて算出しても、シンボル境界タイミングＴＳ０から25μｓec以内に１回目の補正を完了させることが可能となる。サンプル点が増加することで平均値の算出精度が上がり、この結果、送信パワー制御の精度を向上することができる。
また、各平均値を算出するサンプル点の数を変更しない場合には、シンボル境界タイミングＴＳ０から25μｓec以内に平均化区間ΔＴ２及び平均化区間ΔＴ３において６サンプル点ごとの平均値を２回取得することができるため、送信パワーの補正を２度行うことが可能となる。検出回路１０３の感度特性変動に起因する相対誤差が主成分となる設定誤差は、送信パワー制御値ΔＰが大きいほど増大するが、補正回数が増えることにより、この設定誤差を低減することができ、この結果、送信パワーのレベル確度を向上することができる。
さらに、上述した例では、平均化区間ΔＴ２、ΔＴ３共に６サンプルを用いて平均値を算出するようにしたが、出力パワーの制御の精度を段階的に高めることを考えて、平均化区間ΔＴ３のサンプル数を平均化区間ΔＴ２のサンプル数よりも多くしてもよい。このようにすれば、平均化区間ΔＴ２を短くできるので、より短時間で送信パワーの制御を完了できるようになる。
以下、本実施の形態のポーラ変調送信装置１００の全体的な動作についてフローチャート図を参照しながら説明する。
図９は、現時点のモードがコンプレスドモードである場合のポーラ変調送信装置１００の動作の説明に供するフローチャート図である。送信パワー制御部１０７は、ステップＳ３０１で、シンボル境界から所定の期間前のタイミングで測定系の電源をＯＮし、ステップＳ３０２〜ステップＳ３０７でコンプレスドモードでのＰＡ１０３の出力パワーの平均値Pcurを測定する。
送信パワー制御部１０７は、ステップＳ３０８で通信相手から通知される送信パワー制御信号に基づいて送信パワー制御値ΔＰを設定し、ステップＳ３０９で送信パワー制御値ΔＰが０以上か否か判定し、送信パワー制御値ΔＰが０以上であれば（ステップＳ３０９：ＹＥＳ）、そのままコンプレスドモードを行うことができると判断し、ステップＳ３３０に移ってΔＰだけパワーを変化させる。これに対して、ステップＳ３０９で送信パワー制御値ΔＰが０未満であれば（ステップＳ３０９：ＮＯ）、非コンプレスドモードにモードチェンジするか否か判定し（ステップＳ３１０）、モードチェンジしないと判定した場合には（ステップＳ３１０：ＮＯ）、ステップＳ３３０に移ってΔＰだけパワーを変化させる。
一方、ステップＳ３１０で非コンプレスドモードにモードチェンジすると判定した場合には（ステップＳ３１０：ＹＥＳ）、ステップＳ３１１で、非コンプレスドモードにモードチェンジする。ステップＳ３１２で、送信パワー制御信号により指示された送信パワー制御値ΔＰを反映して、ターゲット送信パワーPtar_setを設定する。
ステップＳ３１３〜Ｓ３１８で非コンプレスドモードでのＰＡ１０３の出力パワーの平均値Ptarを測定し、ステップＳ３１９で、平均値Pcurと平均値Ptarとを用いて、送信パワー制御部１０７が誤差補正を行って新たなターゲット送信パワーP'tar_setを設定する。
さらに、ステップＳ３２０〜Ｓ３２５で非コンプレスドモードでのＰＡ１０３の出力パ
ワーの平均値P'tarを測定し、ステップＳ３２６で、平均値Pcurと平均値P'tarとターゲット送信パワーP'tar_setとを用いて、送信パワー制御部１０７が誤差補正を行って新たなターゲット送信パワーP''tar_setを設定する。
誤差修正が終了すると、ステップＳ３３１で測定系の電源をOFFする。
図１０は、現時点のモードが非コンプレスドモードである場合のポーラ変調送信装置１００の動作の説明に供するフローチャート図である。図１０において、図９と同一のステップについては同一の符番を付してその説明を省略する。図１０は、図９のステップＳ３０９に替え、ステップＳ３３２で送信パワー制御値ΔＰが０以下か否か判定し、図９のステップＳ３１１に替え、ステップＳ３３３でモードを非コンプレスドモードからコンプレスドモードにモードチェンジする。
以上のように、本実施の形態によれば、送信パワー制御信号に基づいて送信パワー制御値ΔＰが設定されるシンボル境界前に予めモード切換前のＰＡ１０３の出力パワーの検出を開始し、モード切換前後のＰＡ１０３の出力パワーの変動量に基づいて送信パワーの出力を補正するようにしたことにより、送信パワー制御値ΔＰが設定されるシンボル境界後にモード切換前のＰＡ１０３の出力パワーの検出を開始する場合に比べ、シンボル境界を基準とした場合に送信パワーの補正が終了するタイミングを早めることができる。この結果、送信パワー制御が完了する時間に制約があるような場合においても、制約された既定時間内に送信パワーを確実に制御することができる。
また、変動量を検出する際に用いるサンプル数を増やすることができるため、変動量の検出精度が上がり、送信パワー制御のレベル確度を向上することができる。
また、送信パワーの補正が終了するタイミングが早められる結果、送信パワー制御部１０７は、補正前後のＰＡ１０３の出力パワーの変動量に基づいて、既定時間内にＰＡ１０３の出力パワーを再補正することが可能となり、これにより、送信パワー制御の精度を向上することができる。
（実施の形態２）
本発明の実施の形態２の送信装置のハードウェア構成図は、図６と同様であるため、説明を省略する。
送信パワー制御部１０７は、送信パワー制御信号に基づいて送信パワー制御値ΔＰが設定されるシンボル境界前に、送信パワー制御値ΔＰ＝０として強制的にモード切換を行い、送信パワー制御値ΔＰが設定されるシンボル境界前でかつモード切換前の平均値Pcurと、送信パワー制御値ΔＰが設定される前でかつモード切換後の平均値Ptarとを用いてモード切換前とモード切換後のＰＡ１０３の出力パワーの変動量を検出し、送信パワー制御値ΔＰを設定した後、送信パワー制御値ΔＰ、及び当該変動量に基づいて、ターゲット送信パワーPtar_setを補正する。
図１１は、現時点のモードがコンプレスドモードである場合のポーラ変調送信装置１００の動作の説明に供する他のフローチャート図である。
送信パワー制御部１０７は、ステップＳ４０１で、シンボル境界タイミングＴＳ０から所定の期間前のタイミングで測定系の電源をＯＮし、ステップＳ４０２〜ステップＳ４０７でコンプレスドモードにおけるＰＡ１０３の出力パワーの平均値Pcurを測定する。
さらに、ステップＳ４０８で非コンプレスドモードにモードチェンジし、ステップＳ４
０９で、送信パワー制御信号により指示された送信パワー制御値ΔＰを反映して、ターゲット送信パワーPtar_setを設定する。
そして、ステップＳ４１０〜Ｓ４１５で送信パワー制御値ΔＰが設定されるシンボル境界前の非コンプレスドモードにおけるＰＡ１０３の出力パワーの平均値Ptarを測定し、ステップ４１６に移る。
ステップＳ４１６で通信相手から通知される送信パワー制御信号に基づいて送信パワー制御値ΔＰを設定し、ステップＳ４１７で変化量ΔＰが０以上か否か判定し、送信パワー制御値ΔＰが０以上であれば（ステップＳ４１７：ＹＥＳ）、そのままコンプレスドモードを行うことができると判断し、ステップＳ４３０に移ってΔＰだけパワーを変化させる。これに対して、ステップＳ４１７で送信パワー制御値ΔＰが０未満であれば（ステップＳ４１７：ＮＯ）、非コンプレスドモードにモードチェンジするか否か判定し（ステップＳ４１８）、モードチェンジしないと判定した場合には（ステップＳ４１８：ＮＯ）、ステップＳ３３０に移ってΔＰだけパワーを変化させる。
一方、モードチェンジすると判定した場合には（ステップＳ４１８：ＹＥＳ）、ステップＳ４１９で、送信パワー制御部１０７が誤差補正を行って、ターゲット送信パワーP'tar_setを設定する。
さらに、ステップＳ４２０〜Ｓ４２５で誤差補正後の非コンプレスドモードにおけるＰＡ１０３の出力パワーの平均値P'tarを測定し、ステップＳ４２６で、平均値Pcurと平均値P'tarとターゲット送信パワーP'tar_setとを用いて、送信パワー制御部１０７が再度誤差補正を行って新たなターゲット送信パワーP''tar_setを設定する。
誤差補正が終了すると、ステップＳ４３１で測定系の電源をＯＦＦする。
図１２は、現時点のモードが非コンプレスドモードである場合のポーラ変調送信装置１００の動作の説明に供する他のフローチャート図である。図１２において、図１１と同一のステップについては同一の符番を付してその説明を省略する。図１２は、図１１のステップＳ４０８に替え、ステップＳ４３３でモードを非コンプレスドモードからコンプレスドモードにモードチェンジし、図１１のステップＳ４１７に替え、ステップＳ４３２で送信パワー制御値ΔＰが０以下か否か判定する。
以上のように、本実施の形態によれば、送信パワー制御部１０７は、送信パワー制御値ΔＰが設定されるシンボル境界前に、ＰＡ１０３におけるモード切換を制御するとともに、送信パワー制御値ΔＰが設定されるシンボル境界前でかつモード切換前のＰＡ１０３の出力パワー検出結果と、送信パワー制御値ΔＰが設定されるシンボル境界前でかつモード切換後のＰＡ１０３の出力パワー検出結果とを用いて、モード切換前とモード切換後のＰＡ１０３の出力パワーの変動量を検出するので、シンボル境界を基準とした場合に送信パワーの補正が終了するタイミングをさらに早めることができ、規定時間内により確実に送信パワー制御を完了することができる。
また、変動量を検出する際に用いるサンプル数をさらに増やすことができるため、変動量の検出精度が上がり、送信パワー制御のレベル確度を向上することができる。
また、送信パワーの補正が終了するタイミングがさらに早められる結果、送信パワー制御部１０７は、補正前後のＰＡ１０３の出力パワーの変動量に基づいて、既定時間内にＰＡ１０３の出力パワーを複数回補正することが可能となり、これにより、送信パワー制御の精度を向上することができる。
なお、送信パワー制御値ΔＰを設定した後に、ＰＡ１０３の動作モードを切換るか否か判定し、モード切換される場合にのみ、検出回路１０６がＰＡ１０３の出力パワー検出し、モード切換前後の変動量に基づいて送信パワー制御部１０７が送信パワーの補正を行い、モード切換されない場合には、検出回路１０６によるＰＡ１０３の出力パワーの検出、及び送信パワー制御部１０７による送信パワー補正を中断することで、消費パワーを低減することができる。
（実施の形態３）
図６との対応部分に同一符号を付して示す図１３に、本実施の形態のポーラ変調送信装置２００の構成を示す。
ポーラ変調送信装置２００は、図６のポーラ変調送信装置１００の構成に加えて、拡散部２１０と、平均化部２２０とを有する。
拡散部２１０は、入力信号を拡散し、拡散後の信号をポーラ信号生成回路１０１に出力する。例えば、HSUPA(High Speed Uplink Packet Access)信号を生成する場合、拡散部２１０は、DPDCH信号，DPCCH信号，HS-DPCCH信号，E-DPCCH信号，及びE-DPCCH信号に、それぞれ拡散符号Cd，Cc，Chs，Ced，及びCecを乗算し、ゲインファクタであるBeta ratio c(Bｃ)，Beta ratio d(Bd)，Beta ratio hs(Bhs)，Beta ratio ed(Bed)，及びBeta ratio ec(Bec)を調整することでHSUPA信号を生成し、生成したHSUPA信号をポーラ信号生成回路１０１に出力する。
平均化部２２０は、ポーラ信号生成回路１０１の出力である振幅成分信号の出力パワーの平均値を、所定時間において検出する。
送信パワー制御部１０７は、検出回路１０６の出力をＬＰＦ１０８及びＡＤＣ１０９を介して入力する。また、送信パワー制御部１０７は、送信パワー制御信号を入力する。また、送信パワー制御部１０７は、平均化部２２０から振幅成分信号の平均値を入力する。
送信パワー制御部１０７は、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動量と、振幅成分信号の出力パワーの平均値の変動量とに基づいて、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値から拡散変調による残留変動成分を除去したパワー推定値を求める。そして、送信パワー制御部１０７は、送信パワー制御信号と、拡散変調による残留変動成分を排除したパワー推定値とに基づいて、ポーラ変調送信装置１００の送信パワーの設定目標値を決定し、送信パワーを制御する。
ＰＡ１０３の出力パワーの平均値と振幅成分信号の出力パワーの平均値との関係、及び、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値から拡散変調による残留変動成分を除去したパワー推定値の求め方については後述する。
送信パワー制御部１０７は、送信パワー制御信号（例えばＴＰＣコマンド）をアドレスとしてテーブル参照して得たスケーリング係数の元の値と、拡散変調による残留変動成分を除去したパワー推定値より求めたスケーリング係数の修正値とを用いて、最終的なスケーリング係数Ｓ１０、Ｓ１１を算出する。
本実施の形態のポーラ変調送信装置２００は、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動量と、振幅成分信号の出力パワーの平均値の変動量とに基づいて、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値から拡散変調による残留変動成分を除去したパワー推定値を求め、このパワー推定値と送信パワー制御信号とに基づいて、送信パワーの設定目標値を決定し、送信パワ
ーを制御することにより、残留変動成分の影響を除去して送信パワーを制御することができるため、送信パワー制御の精度を向上することができるようになっている。
次に、残留変動成分の除去の仕方について、詳しく説明する。
先ず、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値と、振幅成分信号の出力パワーの平均値との関係について、図１４と図１５を参照しながら説明する。
図１４は、ＬＰＦ１０８の出力波形（図中の実線）と、ＡＤＣ１０９のサンプリングタイミング（図中の縦の点線）と、所定期間でのサンプリング値の平均値（図中の横の点線）との関係を示したものである。図１５は、振幅成分信号（ＡＭパス信号）のパワー波形及び短時間における平均値を示したものである。図１４及び図１５は、ともに送信パワーの変更及びデバイス特性による影響がない場合の波形を示している。
因みに、検出回路１０６の出力は、検出回路１０６の回路構成によってスケールの違いや雑音の影響などは生じるが、図１５の実線で示した振幅信号成分信号（ＡＭパス信号）の波形パターンとほぼ同様となる。具体的には、検出回路１０６の出力電圧は、０［Ｖ］付近と、０．３５［Ｖ］付近とて、周期的に変動する。この検出回路１０６の出力電圧変動の周期性は、拡散部１１０で用いられる拡散符号のパターンに基づく拡散変調信号の基本周期に起因するものである。例えば拡散符号の基本周期が８チップ周期の場合には、検出回路１０６の出力電圧変動の周期は、８チップ周期（４チップの期間は０［Ｖ］付近、次の４チップの期間は０．３５［Ｖ］）、又はその半分の４チップ周期となる。また、例えば拡散符号の基本周期が４チップ周期の場合には、検出回路１０６の出力電圧変動の周期は、４チップ周期（２チップの期間は０［Ｖ］付近、次の２チップの期間は０．３５［Ｖ］）、又はその半分の２チップ周期となる。
図１４から分かるように、ＬＰＦ１０８の出力信号には4dB幅程度の変動が残っており、図１４中の3.66msec（シンボル境界）付近では10dB以上の変動が残っている。この変動はパワー制御の精度を劣化させることになるため、本実施の形態では、これらの変動成分を除去するようになっている。
本実施の形態の送信パワー制御部１０７は、図１４の中の3.66msec（シンボル境界）付近の変動の大きいタイミングを避けた時間位置のサンプリング値を平均化するようになっている。実際には、シンボル境界からセットリング期間（ＬＰＦ１０８の出力が安定するまでの期間）が経過するまでは平均化を行わず、セットリング期間が経過した後のＬＰＦ出力を用いて平均化を行うようになっている。
また、ＡＤＣ１０９のサンプリング周期は、上記の4dB程度の変動の周期と合うように設定されている。送信パワー制御部１０７では、シンボル境界を除いた位置の数サンプルのＡＤＣ値を平均化することにより、シンボル境界付近の大きな変動及び4dB幅の変動の影響は除去することができる。
しかしながら、さらに低い周波数の変動成分は除去することができない。図１４において、縦の点線は、4dB程度の変動の周期の整数倍（960kHz）でのサンプリングタイミングを示し、横の点線は4サンプルの平均値を示す。平均化区間１の平均値Ｌ１と、平均化区間２の平均値Ｌ２と、平均化区間３の平均値Ｌ３とが、3つとも異なっていることから、変動成分が除去できていないことが分かる。この微小な変動成分を残留変動成分と呼ぶことにする。
発明者らは、この残留変動成分を除去するために、振幅成分信号に注目した。図１５は
振幅成分信号（ＡＭパス信号）を示し、横軸は時間、縦軸は振幅成分の瞬時パワーを示す。この振幅成分信号に上記の残留変動成分が含まれているかを明確にするために、図１４の平均化区間１，２，３に対応する平均化区間１，２，３の振幅成分信号を平均化した値をそれぞれ横の点線で示す。
ここで、振幅成分信号の平均化にはどのような回路を用いてもよく、例えばＦＩＲフィルタ、ＩＩＲフィルタ、又は、必要な区間のみ加算を行う加算器等を用いればよい。例えば、平均化部２２０として、図１６に示すようなＦＩＲフィルタ又は図１７に示すようなＩＩＲフィルタを用いればよい。
図１６は、タップ数が256で、タップ係数ｐ（０）〜ｐ（２５５）がすべて1のＦＩＲフィルタを用いた例である。
ここでタップ数は、図１４で説明したＡＤＣ１０９の4サンプルの区間と対応するように、振幅成分信号のサンプリング周波数、ＡＤＣ１０９のサンプリング周期、およびＡＤＣ１０９の平均化サンプル数から求めればよい。一例として、振幅成分信号のサンプリング周波数を61.44MHz、ＡＤＣ１０９のサンプリング周期を960kHz、ＡＤＣ１０９の平均化サンプル数を４とすると、ＦＩＲフィルタのタップ数は、次式で求められる。
（ＦＩＲのタップ数）＝（ＡＤＣの平均化サンプル数）×（振幅成分信号のサンプリング周波数）/（ＡＤＣのサンプリング周期）
＝4×61.44MHz / 960kHz = 256
また、振幅成分信号のサンプリング周波数が61.44MHzなので、ＦＩＲフィルタのタップ数を２５６とした場合、ＦＩＲフィルタのクロック周波数ＣＬＫは、61.44MHzに設定すればよい。
ところで、ＦＩＲフィルタの乗算器は基板上の設置面積を大きく占めるため、タップ数の削減は当業者にとって共通の課題である。しかしながら、本実施の形態では、乗算器で掛けるフィルタ係数を全て１にしてもよく、ＦＩＲフィルタは加算器で構成できる。そのため、タップ数が増加しても、設置面積が大幅に増加することはない。
図１７は、図１６のＦＩＲフィルタに代えて、ＩＩＲフィルタを用いた場合の構成例である。図１７において、例えば、クロック周波数ＣＬＫは図１６の場合と同様に振幅成分信号のサンプリング周波数と同じ61.44MHzに設定し、フィードフォワードの係数ａ0〜ａ255は１に設定し、フィードバックの係数ｂ1〜ｂ255は255/256に設定すればよい。ただし、この設定値は、一例であって、これに限ったものではない。
図１５からも分かるように、平均化区間１，２，３の平均値は、平均化区間１，２，３の間で微小に変動している。この図はデバイスのばらつきなどの影響がない場合の波形であるため、平均値の変動は、振幅成分信号そのものに含まれる変動成分に起因する。この変動成分は、拡散パターンや、拡散符号のゲインファクタによって、拡散変調後の振幅成分信号に広帯域の変動成分が含まれ、短時間の平均化では低い周波数成分の変動を除去できない。
これにより、デバイスの特性の影響がない場合においても、図１４に示すように、所定時間内におけるＰＡ１０３の出力パワーのＬＰＦ後の平均値が、平均区間によって変動する。
上記のＬＰＦ後の平均値に含まれる残留変動成分と、振幅成分信号に含まれる残留変動
成分との相関について以下で述べる。上記ではある特定のシンボルにおける特性に注目したが、ここでは、他のシンボルでの特性も含めた1フレーム分の特性に注目し、ＬＰＦ後の平均値に含まれる残留変動成分と、振幅成分信号に含まれる残留変動成分との比較を行った。
図１８は、各シンボルにおけるＬＰＦ出力の1回目のＡＤＣサンプリング区間（例えば図１４の平均化区間１）における平均値Ｌ１と、2回目のＡＤＣサンプリング区間（例えば図１４の平均化区間２）における平均値Ｌ２との間の残留変動成分を1フレームにわたって抽出したもので、横軸は1フレーム中でのシンボルの位置、縦軸は残留変動成分の大きさを示す。
図１９は、各シンボルにおける振幅成分信号の1回目の平均区間（例えば図１５の平均化区間１）の平均値と、2回目の平均区間（例えば図１５の平均化区間２）の平均値との間の残留変動成分を1フレームにわたって抽出したもので、横軸は1フレーム中でのシンボルの位置、縦軸は残留変動成分の大きさを示す。
これらの図において、同一のシンボル位置における、ＬＰＦ後の平均値に含まれる残留変動成分と、振幅成分信号に含まれる残留変動成分が同じような特性になっていることから、これらの間に相関関係が成り立つと予想される。
図２０は、各シンボルにおける振幅成分信号に含まれる残留変動成分を横軸に、ＬＰＦ後の平均値に含まれる残留変動成分を縦軸に、1フレーム分プロットした図である。ここで、それぞれの残留変動成分の間に相関関係がない場合、プロットの分布はランダムになるが、図２０において、ある傾きを持った直線の近くに分布していることから、２つの残留変動成分の間には相関関係があるとみなすことができる。
ここで、相関係数をＣとすると、相関係数Ｃは、図２０の分布を直線近似した直線の傾きを、次式で求めることによって得ることができる。
相関係数Ｃ＝（ＬＰＦ後の平均値に含まれる残留変動成分の変化量）／（振幅成分信号に含まれる残留変動成分の変化量）
よって、この相関係数Ｃをシミュレーションや既知信号区間などを用いてあらかじめ求めておけば、振幅成分信号から残留変動成分（平均化部２２０によって得られた平均値の差）を求め、それに相関係数Ｃを乗算することにより、ＬＰＦ後の平均値に含まれる残留変動成分を推定することが可能になる。
したがって、上記のＬＰＦ後の平均値に含まれる残留変動成分の推定値をＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動量から減算することで、残留変動成分による影響を除去したパワー推定値を求めることができる。
つまり、本実施の形態の送信パワー制御部１０７は、送信パワー制御信号をアドレスとしてテーブル参照して得たスケーリング係数の元の値と、振幅成分信号の出力パワーの平均値の変動量に相関関数Ｃを乗算した値をＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動量から減算し得られた結果（すなわち拡散変調による残留変動成分を除去したパワー推定値）から求めたスケーリング係数の修正値とを用いて、最終的なスケーリング係数Ｓ１０，Ｓ１１を算出する。
図２１は、相関係数Ｃの算出方法の一例を示すフロー図である。
ステップＳ２０１〜Ｓ２０６では、所定時間内にポーラ信号生成回路１０１から出力さ
れる振幅成分信号（ＡＭパス）の出力パワーの平均値PAM1_avgが算出され、ステップＳ２０７でlog(PAM1_avg)=PAM1の式が用いられて、出力パワーの単位がdBに変換される。なお、上述の例の場合、図２１におけるパラメータｍ＝「２５６」に設定されており、パラメータｎ＝「４」に設定されている。
同様に、ステップＳ２０８〜Ｓ２１３では、ポーラ信号生成回路１０１から出力される振幅成分信号の出力パワーの平均値PAM2_avgが算出され、ステップＳ２１４でlog(PAM2_avg)=PAM2の式が用いられて、出力パワーの単位が対数に変換される。ステップＳ２１５では、PAM2からPAM1が減算されてポーラ信号生成回路１０１から出力される振幅成分信号の残留変動成分ＦAMが算出される。
ステップＳ２２１〜Ｓ２２６では、所定時間内のＡＤＣ１０９の出力結果の平均値PADC1を測定し、同様に、ステップＳ２２７〜Ｓ２３２では、所定時間内のＡＤＣ１０９の出力結果の平均値PADC2を測定する。ステップＳ２３３で、PADC2からPADC1が減算されて残留変動成分ＦADCが算出される。なお、ＬＰＦ１０８及びＡＤＣ１０９において、出力パワーの単位が対数に変換されているため、PADC2及びPADC1に対してはステップＳ２０７及びステップＳ２１４に対応するステップを設けず、ステップＳ２３３において、PADC2からPADC1を減算することにより残留変動成分ＦADCを算出している。
最後に、ステップＳ２３４において、残留変動成分ＦADCを残留変動成分ＦAMで割ることにより、相関係数Ｃが算出される。
相関係数Ｃは、HSUPA信号を構成するDPDCH信号，DPCCH信号，及びHS-DPCCH信号に拡散符号が乗算される際のゲインファクタBeta ratio c(Bｃ)，Beta ratio d(Bd)，Beta ratio hs(Bhs)の全てのBeta ratioの組み合わせに対し、共通の係数を１つだけ用意するようにしてもよいし、ゲインファクタの組み合わせに応じた複数の相関係数Ｃを用意するようにしてもよい。また、複数のシンボルや、複数のゲインファクタの組み合わせや、各シンボル内の平均化区間などの条件を変えて、さまざまな条件化で相関係数Ｃを算出し、その平均値を相関係数Ｃとして用いるものとしてもよい。
送信パワー制御部１０７は、送信パワー制御コマンド、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動量、及び振幅成分信号の出力パワーの平均値の変動量に基づいて、ポーラ変調送信装置１００の送信パワーを制御する。
次に、本実施の形態のポーラ変調送信装置２００の動作について、図２２を参照して説明する。
図２２は、現時点のモードがコンプレスドモードである場合のポーラ変調送信装置２００の動作の説明に供するフローチャート図である。ポーラ変調送信装置２００は、ステップＳ３０１で図示せぬ通信相手から指示されたパワーの変化量ΔＰを検出し、ステップＳ３０２で変化量ΔＰが０以上か否か判定し、変化量ΔＰが０以上であれば（ステップＳ３０２：ＹＥＳ）、そのままコンプレスドモードを行うことができると判断し、ステップＳ３４０に移ってΔＰだけパワーを変化させる。これに対して、ステップＳ３０２で変化量ΔＰが０未満であれば（ステップＳ３０２：ＮＯ）、非コンプレスドモードにモードチェンジするか否か判定し（ステップＳ３０３）、モードチェンジしないと判定した場合には（ステップＳ３０３：ＮＯ）、ステップＳ３４０に移ってΔＰだけパワーを変化させる。
一方、ステップＳ３０３で非コンプレスドモードにモードチェンジすると判定した場合には（ステップＳ３０３：ＹＥＳ）、送信パワー制御部１０７は、パワーアライメントループ１１０によるフィードバック制御が必要であると判断し、ステップＳ３０４に移る。
ポーラ変調送信装置２００は、ステップＳ３０４で測定系の電源をＯＮし、ステップＳ３０５及びステップＳ３２１に移る。
ステップＳ３０５〜Ｓ３１０でコンプレスドモードでのＰＡ１０３の出力パワーの平均値Pcurを測定し、ステップＳ３１１でモードをコンプレスドモードから非コンプレスドモードにモードチェンジし、ステップＳ３１２でΔＰだけパワーを変化させる。
そして、ステップＳ３１３〜Ｓ３１８で非コンプレスドモードでのＰＡ１０３の出力パワーの平均値Ptarを測定する。
一方、ステップＳ３２１〜Ｓ３２７でコンプレスドモードの期間にポーラ信号生成回路１０１から出力される振幅成分信号の出力パワーの平均値PAM_curを測定する。そして、ステップＳ３１１でモードをコンプレスドモードから非コンプレスドモードにモードチェンジし、ステップＳ３１２でΔＰだけパワーを変化させる。その後、ステップＳ３２８〜Ｓ３３４で非コンプレスドモードの期間にポーラ信号生成回路１０１から出力される振幅成分信号の出力パワーの平均値PAM_tarを測定する。
ステップＳ３１９では、Pcur，Ptar，PAM_cur，PAM_tar，及び相関係数Ｃを用いて、送信パワー制御部１０７が誤差修正を行ってP'tar_setを算出する。誤差修正が終了すると、ステップＳ３２０で測定系の電源をＯＦＦする。
図２３は、現時点のモードが非コンプレスドモードである場合のポーラ変調送信装置２００の動作の説明に供するフローチャート図である。図２３において、図２２と同一のステップについては同一の符番を付してその説明を省略する。図２３は、図２２のステップＳ３０２に替え、ステップＳ３４１で変化量ΔＰが０以下か否か判定し、図２２のステップＳ３１１に替え、ステップＳ３４２でモードを非コンプレスドモードからコンプレスドモードにモードチェンジする。
なお、上述した説明では、1回目及び2回目のパワー測定のタイミングとシンボル境界のタイミングとの関係は明示していないが、１回目のパワー測定のタイミングがシンボル境界より前、２回目のパワー測定がシンボル境界より後にある場合についても、適用可能である。
また、１回目のパワー測定のタイミングがシンボル境界より前、２回目のパワー測定がシンボル境界より後にある場合についても、適用可能である。
因みに、送信パワーの変更は、あるチャネルに注目するとスロット単位で行われるが、チャネル間のスロットタイミングの関係によってはシンボル単位で行われるので、シンボル境界とは送信パワーの変更が起こりうるタイミングを意味する。本実施の形態の構成によれば、シンボル境界の前後でβ条件が異なる場合でも適用可能である。
例えば、HSUPA信号では、シンボル境界の前後で振幅成分信号に含まれる変動成分が異なる。したがって、シンボル境界の前と後のＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動量と、シンボル境界の前と後の振幅成分信号の平均値の変動量とに基づいて、送信パワーを制御するようにすることで、1回目のパワー測定のタイミングがシンボル境界より前、２回目のパワー測定がシンボル境界より後にある場合においても、シンボル境界の前後で振幅成分信号に含まれる変動成分が異なることによって変動する残留変動成分の影響を除去することができる。
また、１回目のパワー測定のタイミングがシンボル境界より前、２回目のパワー測定が
シンボル境界より後にあり、シンボル境界の前後でβ比が異なる場合についても、適用可能である。
例えば、HSUPA信号では、シンボル境界の前後でβ比が異なる場合、シンボル境界の前後で振幅成分信号に含まれる変動成分が異なる。したがって、β比の変更前と変更後のＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動量と、β比の変更前と変更後の振幅成分信号の平均値の変動量とに基づいて、送信パワーを制御するようにすることで、１回目のパワー測定のタイミングがシンボル境界より前、２回目のパワー測定がシンボル境界より後にあり、シンボル境界の前後でβ比が異なる場合においても、β比が異なることによって変動する残留変動成分の影響を除去することができる。
以上のように、本実施の形態によれば、振幅成分信号のパワーの平均値を検出する平均化部２２０を設け、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動量と、振幅成分信号のパワーの平均値の変動量とに基づいて、送信パワーを制御するようにしたことにより、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値に残留変動成分が含まれる場合でも、当該残留変動成分の影響を除去して送信パワーを制御することができるので、送信パワー制御の精度を向上することができる。つまり、残留変動成分に起因するパワーの推定精度の劣化を抑制できるので、例えば送信パワーの誤差を+/- 0.5 dBに収めなければならないといった厳しい要求も満たすことができるようになる。
また、送信パワー制御部１０７は、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値に含まれる残留変動成分と、振幅成分信号の出力パワーの平均値に含まれる残留変動成分との比を示す相関係数Ｃが予め設定されており、振幅成分信号の出力パワーの平均値に相関係数Ｃを乗ずることで、残留変動成分を求める。そして、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値から、求められた残留変動成分を減算することでパワー推定値を求め、このパワー推定値に基づいて送信パワーを制御するので、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値に含まれる残留変動成分の影響を排除して、送信パワー制御の精度を確実に向上することができる。
また、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値を検出するＬＰＦ１０８及び振幅成分信号の出力パワーの平均値を検出する平均化部２２０に、時定数が等しいローパスフィルタ又は積分器を用いるようにすることで、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値に含まれる残留変動成分と、振幅成分信号の出力パワーの平均値に含まれる残留変動成分とを確実に合わせることができる。
これは、ＰＡ１０３の出力パワーの平均値を検出するＬＰＦ１０８の時定数と、平均化部２２０に用いるローパスフィルタ又は積分器の時定数が、検出する信号のカットオフ周波数を決定するためであり、これらの時定数が異なると残留変動成分の推定精度が劣化するためである。因みに、時定数の許容範囲は、デバイスの設計精度や温度ばらつきの範囲などにより異なるが、±10%程度に収めることが好ましい。
２００７年１月１２日出願の米国仮出願60/880,056に含まれる開示内容は、すべて本願に援用される。
本発明は、ポーラ変調信号を送信する無線送信装置に好適である。
従来の送信装置の構成例を示すブロック図 モード切換による送信パワーの変動（出力パワーの不連続）を示す図 ３ＧＰＰ ＵＭＴＳ規格における、各出力パワーステップサイズコマンドに対するパワー制御許容値を示す図 許容ステップサイズをまとめた図 ３ＧＰＰ ＵＭＴＳ規格における、各グループのパワーコマンドに対する累積的なパワー制御許容値を示す図 本発明の実施の形態１に係るポーラ変調送信装置の構成を示すブロック図 送信パワー制御部１０７に設けられているスケーリング係数セットの様子を示す図 ＬＰＦを介して出力されたＰＡの出力波形と、平均化区間とを示す図 現時点のモードがコンプレスドモードである場合のポーラ変調送信装置１００の動作の説明に供するフローチャート 現時点のモードが非コンプレスドモードである場合のポーラ変調送信装置１００の動作の説明に供するフローチャート 現時点のモードがコンプレスドモードである場合のポーラ変調送信装置１００の動作の説明に供するフローチャート 現時点のモードが非コンプレスドモードである場合のポーラ変調送信装置１００の動作の説明に供するフローチャート 実施の形態３のポーラ変調送信装置の構成を示すブロック図 ＡＤＣ出力パワーの平均値が変動することの説明に供する図 振幅成分信号の出力パワーの平均値が変動することの説明に供する図 平均化部１１１の構成例としてのＦＩＲフィルタを示す接続図 平均化部１１１の構成例としてのＩＩＲフィルタを示す接続図 各シンボルの特定の区間におけるＰＡ１０３の出力パワーの平均値の変動の様子を、１フレーム分にわたって示した図 各シンボルの特定の区間における振幅成分信号の出力パワーの平均値の変動の様子を、１フレーム分にわたって示した図 ＬＰＦ１０８の出力波形の平均値の変動と、振幅成分信号の平均値の変動との間に相関関係があることの説明に供する図 ＬＰＦ１０８の出力波形の平均値の変動と、振幅成分信号の平均値の変動との間の相関係数の算出方法の説明に供するフローチャート 現時点のモードがコンプレスドモードである場合のポーラ変調送信装置１００の動作の説明に供するフローチャート 現時点のモードが非コンプレスドモードである場合のポーラ変調送信装置１００の動作の説明に供するフローチャート 図９〜図１２、図２２及び図２３のフローチャートで用いた変数の説明に供する図

Claims (2)

  1. パワーアンプを、コンプレスドモードで動作させるモードと、非コンプレスドモードで動作させるモードとを有する送信装置における送信パワー制御方法であって、
    前記パワーアンプのモードを切り換えるシンボル区間よりも前のシンボル区間において、モード切換前の前記パワーアンプの出力パワーを測定する第１の測定ステップと、
    前記第１の測定ステップで得られた測定結果と、送信パワー制御信号とに基づいて、モード切換後の前記パワーアンプのターゲットパワーを設定する第１の設定ステップと、
    前記パワーアンプのモードを切り換えるシンボル区間において、前記第１の設定ステップで設定されたターゲットパワーを用いて制御された、モード切換後の前記パワーアンプの出力パワーを測定する第２の測定ステップと、
    前記第２の測定ステップで得られた測定結果に基づいて、補正されたターゲットパワーを設定する第２の設定ステップと、
    前記パワーアンプのモードを切り換えるシンボル区間において、前記第２の設定ステップで設定された補正ターゲットパワーを用いて制御された、モード切換後の前記パワーアンプの出力パワーを測定する第３の測定ステップと、
    前記第３の測定ステップで得られた測定結果に基づいて、補正されたターゲットパワーを設定する第３の設定ステップと、
    を含み、
    前記第３の測定ステップでは、前記第２の測定ステップよりも多くのサンプリングデータを用いて測定結果を得る、
    送信パワー制御方法。
  2. パワーアンプを、コンプレスドモードで動作させるモードと、非コンプレスドモードで動作させるモードとを有する送信装置であって、
    前記パワーアンプの出力パワーを測定する測定部と、
    前記測定部で得られた測定結果に基づいて前記パワーアンプの出力パワーを制御する送信パワー制御部と、
    を具備し、
    前記送信パワー制御部は、
    前記パワーアンプのモードを切り換えるシンボル区間よりも前のシンボル区間において、モード切換前の前記パワーアンプの第１の出力パワーを測定し、
    前記第１の出力パワーと、送信パワー制御信号とに基づいて、モード切換後の前記パワーアンプの第１のターゲットパワーを設定し、
    前記パワーアンプのモードを切り換えるシンボル区間において、前記第１のターゲットパワーを用いて制御された、モード切換後の前記パワーアンプの第２の出力パワーを測定し、
    前記第２の出力パワーに基づいて、補正された第２のターゲットパワーを設定し、
    前記パワーアンプのモードを切り換えるシンボル区間において、前記第２のターゲットパワーを用いて制御された、モード切換後の前記パワーアンプの第３の出力パワーを測定し、
    前記第３の出力パワーに基づいて、補正された第３のターゲットパワーを設定し、
    前記第３の出力パワーを測定する際には、前記第２の出力パワーを測定する時よりも多くのサンプリングデータを用いて測定する、
    送信装置。
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