JPS61181228A - Ｆｍマルチプレツクス復調回路 - Google Patents
Ｆｍマルチプレツクス復調回路Info
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- JPS61181228A JPS61181228A JP60021526A JP2152685A JPS61181228A JP S61181228 A JPS61181228 A JP S61181228A JP 60021526 A JP60021526 A JP 60021526A JP 2152685 A JP2152685 A JP 2152685A JP S61181228 A JPS61181228 A JP S61181228A
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- H03D1/2209—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders
- H03D1/2227—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders using switches for the decoding
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- Power Engineering (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、ＦＭステレオ信号を復調する際に用い屯好
適なＦＭマルチプレックス復調回路に関する。
適なＦＭマルチプレックス復調回路に関する。
従来、ＦＭマルチプレックス復調回路としては、スイッ
チング方式、あるいはアナログ乗算方式が一般に用いら
れている。
チング方式、あるいはアナログ乗算方式が一般に用いら
れている。
スイッチング方式は、第７図に示すようにサブキャリア
生成回路１によって、コンポジット信号中のパイロット
信号に基づき、矩形波のサブキャリア（３８ＫＨｚ）ｇ
、戸を作成し、このサブキャリアク、鉾によってスイッ
チングトランジスタＱａ＋Ｑｂを交互にオン、オフさせ
てＦＭマルチプレックス復調を行なう。
生成回路１によって、コンポジット信号中のパイロット
信号に基づき、矩形波のサブキャリア（３８ＫＨｚ）ｇ
、戸を作成し、このサブキャリアク、鉾によってスイッ
チングトランジスタＱａ＋Ｑｂを交互にオン、オフさせ
てＦＭマルチプレックス復調を行なう。
また、アナログ乗算方式は、第８図に示すようにサブキ
ャリア生成回路２によって正弦波のサブキャリアＳＨｇ
８１ を作成し、このサブキャリア８ｍ、Ｓｌ
とコンポジット信号とをアナログ乗算器３，４で各々乗
算してＦＭマルチプレックス復調を行なう。
ャリア生成回路２によって正弦波のサブキャリアＳＨｇ
８１ を作成し、このサブキャリア８ｍ、Ｓｌ
とコンポジット信号とをアナログ乗算器３，４で各々乗
算してＦＭマルチプレックス復調を行なう。
ところで、前述したスイッチング方式においては、以下
に述べる欠点があった。
に述べる欠点があった。
■ 矩形波のサブキャリアによるスイッチングを行なう
ため、周辺回路に対して高調波輻射（ラジエーション）
が生じ易イ。
ため、周辺回路に対して高調波輻射（ラジエーション）
が生じ易イ。
■ サブキャリアが矩形波であるため、スイッチング時
に３８ＫＨｚの昼調波例えば、１１４ Ｋ）ｌｚｔ１９
０ＫＩＩｚ・・・に相当するコンポジット信号中の雑音
に対しても復調感度を有゛ビ１しまい、ビート妨害が生
じ易い。
に３８ＫＨｚの昼調波例えば、１１４ Ｋ）ｌｚｔ１９
０ＫＩＩｚ・・・に相当するコンポジット信号中の雑音
に対しても復調感度を有゛ビ１しまい、ビート妨害が生
じ易い。
■ スイッチング用に高速素子が必要となる。
また、前述したアナログ乗算方式においては、正確に位
相同期した正弦波のサブキャリアを生成するのが難かし
く、位相ずれによるセパレーションの悪化を招き易いと
いう欠点がある。
相同期した正弦波のサブキャリアを生成するのが難かし
く、位相ずれによるセパレーションの悪化を招き易いと
いう欠点がある。
この発明は、上述した事情に鑑みてなされたもので、周
辺回路への高調波輻射、サブキャリアの位相ずれ、およ
びビート妨害等がな（、また、高速のスイッチング素子
等も不要とすることができるＦＭｆｆルチブレツクス復
調回路を提供することを目的としている。
辺回路への高調波輻射、サブキャリアの位相ずれ、およ
びビート妨害等がな（、また、高速のスイッチング素子
等も不要とすることができるＦＭｆｆルチブレツクス復
調回路を提供することを目的としている。
〔問題点を解決するための手段〕
この発明は、上記問題点を解決するために、ｍ検波器か
ら出力されるコンポジット信号から三角波のサブキャリ
ア信号を生成する三角波生成手段と、前記サブキャリア
信号を正弦波または正弦波に近似した関数特性に変換す
るとともに、この関数特性によって前記コンポジット信
号を増幅して出力する演算回路とを具備し、前記演算回
路の出力端からマルチプレックス復調信号を取り出すよ
うにしている。
ら出力されるコンポジット信号から三角波のサブキャリ
ア信号を生成する三角波生成手段と、前記サブキャリア
信号を正弦波または正弦波に近似した関数特性に変換す
るとともに、この関数特性によって前記コンポジット信
号を増幅して出力する演算回路とを具備し、前記演算回
路の出力端からマルチプレックス復調信号を取り出すよ
うにしている。
前記三角波生成手段によって、コンボジツ）（Ｗ号から
容易に生成される三角波のサブキャリアを用いながらも
、結果的には前記演算回路によってコンポジット信号と
正弦波関数（正弦波サブキャリア）との乗算が行なわれ
、理想的なＦＭマルチプレックス復調が良好に行なわれ
る。
容易に生成される三角波のサブキャリアを用いながらも
、結果的には前記演算回路によってコンポジット信号と
正弦波関数（正弦波サブキャリア）との乗算が行なわれ
、理想的なＦＭマルチプレックス復調が良好に行なわれ
る。
以下、図面を参照してこの発明の実施例について説明す
る。
る。
第１図は、この発明の一実施例の構成を示す回路図であ
る。図において、５はＦＭ検波回路であり、その出力信
号であるコンポジット信号が電圧／電流変換部６および
サブキャリア生成回路７に供給されるようになっている
。電圧／電流変換部６は、エミッタが共通接続されたト
ランジスタＱ１゜Ｑ、から成っており、トランジスタＱ
、のコレクタ電流が、トランジスタＱ、のペースに印加
されるコンポジット信号の変化に対応するようになって
いる。この場合、トランジスタＱ＋ −Ｑ−の共通エミ
ッタが定電流源８（電流値Ｉ）を介して負電源−Ｖｘｚ
に接続され、トランジスタＱ、のコレクタが定電流源９
（を流値工）を介して正電源−４−ｙｏｏに接続されて
いる。また、トランジスタＱ１のコレクタは接地され、
トランジスタＱ、のベースは抵抗１０を介して接地され
ている。次に、サブキャリア生成回路７は、コンポジッ
ト信号の中からパイロット信号（１９Ｋ１１ｚ ）を抽
出し、これに基づき３８ＫＨｚの矩形波のサブキャリア
を生成する回路であり、例えば、ＰＬＬ（フェイズ・ロ
ックド・ループ）回路によって構成される。したがって
、サブキャリア生成回路７が出力する矩形波のサブキャ
リアｖ１は、コンポジット信号のサブキャリア成分に対
して極めて位相ずれの少ない信号となる。１２はサブキ
ャリアｖ１を積分して三角波の信号ｖ２を作成して出力
する積分器、１３はこの信号ｖ２を再び矩形波の信号ｖ
３にするコンパレータであり、１４は信号ｖ３を積分し
て三角波のサブキャリア信号ｖ４を作成する積分器であ
る。ここで、第２図は上述した信号ｖ１〜ｖ４を示す波
形図であり、この図から判るように、信号ｖ４と信号■
１の位相は一致している。
る。図において、５はＦＭ検波回路であり、その出力信
号であるコンポジット信号が電圧／電流変換部６および
サブキャリア生成回路７に供給されるようになっている
。電圧／電流変換部６は、エミッタが共通接続されたト
ランジスタＱ１゜Ｑ、から成っており、トランジスタＱ
、のコレクタ電流が、トランジスタＱ、のペースに印加
されるコンポジット信号の変化に対応するようになって
いる。この場合、トランジスタＱ＋ −Ｑ−の共通エミ
ッタが定電流源８（電流値Ｉ）を介して負電源−Ｖｘｚ
に接続され、トランジスタＱ、のコレクタが定電流源９
（を流値工）を介して正電源−４−ｙｏｏに接続されて
いる。また、トランジスタＱ１のコレクタは接地され、
トランジスタＱ、のベースは抵抗１０を介して接地され
ている。次に、サブキャリア生成回路７は、コンポジッ
ト信号の中からパイロット信号（１９Ｋ１１ｚ ）を抽
出し、これに基づき３８ＫＨｚの矩形波のサブキャリア
を生成する回路であり、例えば、ＰＬＬ（フェイズ・ロ
ックド・ループ）回路によって構成される。したがって
、サブキャリア生成回路７が出力する矩形波のサブキャ
リアｖ１は、コンポジット信号のサブキャリア成分に対
して極めて位相ずれの少ない信号となる。１２はサブキ
ャリアｖ１を積分して三角波の信号ｖ２を作成して出力
する積分器、１３はこの信号ｖ２を再び矩形波の信号ｖ
３にするコンパレータであり、１４は信号ｖ３を積分し
て三角波のサブキャリア信号ｖ４を作成する積分器であ
る。ここで、第２図は上述した信号ｖ１〜ｖ４を示す波
形図であり、この図から判るように、信号ｖ４と信号■
１の位相は一致している。
次に、１５はエミッタが共通接続されている２組のトラ
ンジスタペアＱ、＝ Ｑ４およびＱ、、Ｑ。
ンジスタペアＱ、＝ Ｑ４およびＱ、、Ｑ。
から成る公知の電圧制御増幅器であり、トランジスタＱ
、、Ｑ、の共通エミッタに流れ込む信号電流１（図中Ｉ
／２は直流バイアス電流）を、トランジスタＱａ ＝
Ｑｓの共通ベースに印加される電圧ｖ４によって制御し
、これによって、出力電流ＩＲ２ＩＬ を得るものであ
る。この場合、電流ｌＲ９１ｘＪは周知のように次式に
よって表わされる。
、、Ｑ、の共通エミッタに流れ込む信号電流１（図中Ｉ
／２は直流バイアス電流）を、トランジスタＱａ ＝
Ｑｓの共通ベースに印加される電圧ｖ４によって制御し
、これによって、出力電流ＩＲ２ＩＬ を得るものであ
る。この場合、電流ｌＲ９１ｘＪは周知のように次式に
よって表わされる。
そして、第３図は上記＋１１式、（２）式におけるＧＲ
９ＧＬを示しており、三角波である信号■４の振幅を同
図に示す区間Ｔに設定すると、ＧＲとｖ４の積および九
とｖ４の積は、各々第４図（ロ）に示すように極めて正
弦波に近似した波形となる。したがって、電流ＩＲ９Ｉ
ＴＪは、信号電流１に正弦波サブキャリアを乗じた電流
と等価となり、結局、第１図に示す回路は、第８図に示
すアナログ乗算方式と同様の原理による復調を実現でき
ることになる。
９ＧＬを示しており、三角波である信号■４の振幅を同
図に示す区間Ｔに設定すると、ＧＲとｖ４の積および九
とｖ４の積は、各々第４図（ロ）に示すように極めて正
弦波に近似した波形となる。したがって、電流ＩＲ９Ｉ
ＴＪは、信号電流１に正弦波サブキャリアを乗じた電流
と等価となり、結局、第１図に示す回路は、第８図に示
すアナログ乗算方式と同様の原理による復調を実現でき
ることになる。
また、電圧制御増幅器を構成するトランジスタＱ、、Ｑ
、の共通エミッタは、定電流源９に接続され、トランジ
スタＱ＝＝Ｑａの共通エミッタは、定電流源ｘａ（′ｆ
３Ｌ流値■／２）に接続されている。
、の共通エミッタは、定電流源９に接続され、トランジ
スタＱ＝＝Ｑａの共通エミッタは、定電流源ｘａ（′ｆ
３Ｌ流値■／２）に接続されている。
次に、１７．１８は各々電流１Ｌ、 ’Ｒを賦圧変換す
る演算増幅器であり、各出力端と反転入力端間に抵抗１
９．２０（値は共にＲｂ）が介挿されている。また、演
算増幅器１７の出力端と演算増幅器１８の反転入力端間
、および演算増幅器１８の出力端と演算増幅器１７の反
転入力端間に各々抵抗２１．２２（値は共にＲｓ）が介
挿されており、この抵抗２１．２２によって相手チャン
ネルの信号が、所定量ミキシングされるようになってお
り、これによって相互チャンネル間のクロストークが調
整できる。そして、演算増幅器１７の出力端とトランジ
スタＱ１のベース間、および演算増幅器１８の出力端と
トランジスタＱ１ のベース間に、各々フィードバック
抵抗２３，２４（値は各々ｌ１ｒ）が介挿されており、
これによって、電圧／ ｊｋｔ流変流部換部６圧制御増
幅器１５および演算増幅５１７゜１８を含む復調回路全
体にオーバオールにフィードバックループが形成され、
低歪率化が計られている。なお、このようなフィードバ
ックは、例えば特公昭５５−２９９６２等により、公知
の手段となっている。
る演算増幅器であり、各出力端と反転入力端間に抵抗１
９．２０（値は共にＲｂ）が介挿されている。また、演
算増幅器１７の出力端と演算増幅器１８の反転入力端間
、および演算増幅器１８の出力端と演算増幅器１７の反
転入力端間に各々抵抗２１．２２（値は共にＲｓ）が介
挿されており、この抵抗２１．２２によって相手チャン
ネルの信号が、所定量ミキシングされるようになってお
り、これによって相互チャンネル間のクロストークが調
整できる。そして、演算増幅器１７の出力端とトランジ
スタＱ１のベース間、および演算増幅器１８の出力端と
トランジスタＱ１ のベース間に、各々フィードバック
抵抗２３，２４（値は各々ｌ１ｒ）が介挿されており、
これによって、電圧／ ｊｋｔ流変流部換部６圧制御増
幅器１５および演算増幅５１７゜１８を含む復調回路全
体にオーバオールにフィードバックループが形成され、
低歪率化が計られている。なお、このようなフィードバ
ックは、例えば特公昭５５−２９９６２等により、公知
の手段となっている。
また、２６．２７は各々ローパスフィルタであり、演算
増幅器１７．１８の出力端に得られる信号ＶＸ、ＶＹか
らサブキャリア周波数成分等を除去しオーディオ信号成
分のみを出力端２８．２９へ供給する。
増幅器１７．１８の出力端に得られる信号ＶＸ、ＶＹか
らサブキャリア周波数成分等を除去しオーディオ信号成
分のみを出力端２８．２９へ供給する。
次に、上述した構成によるこの実施例の動作について説
明する。
明する。
まず、無信号時におけるトランジスタＱ、 、Ｑ。
の各コレクタには、定電流源８． ９． １６の作用に
より、各々Ｉ／２なるドライブ電流が供給される。そし
て、ＦＭ検波回路５からコンポジット信号が出力される
と、トランジスタＱ１のベース電位がコンポジット信号
に対応して上下し、これにより、トランジスタＱｔ −
Ｑ−の各コレクタ電流が相補的に変化する。この変化分
を１とすれば、トランジスタＱ、のコレクタ電流は、第
１図に示すように（Ｉ／２−１）と表わされる。
より、各々Ｉ／２なるドライブ電流が供給される。そし
て、ＦＭ検波回路５からコンポジット信号が出力される
と、トランジスタＱ１のベース電位がコンポジット信号
に対応して上下し、これにより、トランジスタＱｔ −
Ｑ−の各コレクタ電流が相補的に変化する。この変化分
を１とすれば、トランジスタＱ、のコレクタ電流は、第
１図に示すように（Ｉ／２−１）と表わされる。
次に、電圧制御増幅器１５を構成するトランジスタＱ、
〜Ｑ６ の各コレクタ電流Ｉｏ１〜Ｉｏ６と電流ｉＩ、
ｌＩＲの関係について説明する。
〜Ｑ６ の各コレクタ電流Ｉｏ１〜Ｉｏ６と電流ｉＩ、
ｌＩＲの関係について説明する。
まず、トランジスタＱ＝ ＝ Ｑ４の共通エミッタには
、定電流源９０作用により、（Ｉ／２＋１）なる電流が
流れ込み、また、トランジスタＱｌｌ。
、定電流源９０作用により、（Ｉ／２＋１）なる電流が
流れ込み、また、トランジスタＱｌｌ。
Ｑ６の共通エミッタからは、定電流源１６の作用により
、Ｉ／２なる電流が流出する。ここで、説明の簡単化の
ために、三角波である信号■４の値が、正ピーク、零、
負ピークとなった場合を例にとって以下の説明を行う。
、Ｉ／２なる電流が流出する。ここで、説明の簡単化の
ために、三角波である信号■４の値が、正ピーク、零、
負ピークとなった場合を例にとって以下の説明を行う。
■ ｖ４＝０のとき
トランジスタＱ、〜Ｑ６のベース電位がすべて０電位と
なるから、トランジスタＱ、、Ｑ、のコレクタ電流ＩＱ
３ｔＩＯ４が等しく、また、トランジスタＱ＝ ＝
Ｑａのコレクタ電流Ｉｏ６．Ｉｏ６が等しくなる。すな
わち、 １ Ｉ ・・・・・・（３）Ｉ Ｑ３＝
ＩＯ４２（２＋ １） １ ■ ・・・・・・（４）ＩＱＩＩ
＝ＩＱ６ ＝７（７） なる関係が成り立つ。そして、この＋３１ 、 ＋４１
式から電流１１，１□を求めると、各々次式に示すよう
になる。
なるから、トランジスタＱ、、Ｑ、のコレクタ電流ＩＱ
３ｔＩＯ４が等しく、また、トランジスタＱ＝ ＝
Ｑａのコレクタ電流Ｉｏ６．Ｉｏ６が等しくなる。すな
わち、 １ Ｉ ・・・・・・（３）Ｉ Ｑ３＝
ＩＯ４２（２＋ １） １ ■ ・・・・・・（４）ＩＱＩＩ
＝ＩＱ６ ＝７（７） なる関係が成り立つ。そして、この＋３１ 、 ＋４１
式から電流１１，１□を求めると、各々次式に示すよう
になる。
１、＝ Ｉ ０４− Ｉ ｏ 、 −Ｔ
・・−・−（５１１Ｒ”””’ ＩＯＢ Ｉ ｏ ｇ
１ ・・曲（６）■ ｖ４が正ピークのと
き この場合は、トランジスタＱ３がカットオフするため、 Ｉ ａ３＝Ｉ ａ６ ＝Ｄ …・・
・（７）となり、この結果、 Ｉ ａ 、 ＝１−１−１ ２ ・・・・・・（８）■・
、＝工 ２゛°°°゛（９） となる。したがって、ＩＬ＝１，１Ｒ＝０となる。
・・−・−（５１１Ｒ”””’ ＩＯＢ Ｉ ｏ ｇ
１ ・・曲（６）■ ｖ４が正ピークのと
き この場合は、トランジスタＱ３がカットオフするため、 Ｉ ａ３＝Ｉ ａ６ ＝Ｄ …・・
・（７）となり、この結果、 Ｉ ａ 、 ＝１−１−１ ２ ・・・・・・（８）■・
、＝工 ２゛°°°゛（９） となる。したがって、ＩＬ＝１，１Ｒ＝０となる。
■ ｖ４が負ピークのとき
この場合は、トランジスタＱ、がカットオフするため、
上記■の場合とは逆に、１Ｌ＝Ｏ，ｉ、＝１となる。
上記■の場合とは逆に、１Ｌ＝Ｏ，ｉ、＝１となる。
以上が、トランジスタＱ、〜Ｑａのコレクタ電流と電流
１Ｌ、ｉＲの関係である。ここで、−例として第５図に
電流１が直線的に低下してゆく場合における電流１Ｌと
ＩＲの変化の様子を示す。
１Ｌ、ｉＲの関係である。ここで、−例として第５図に
電流１が直線的に低下してゆく場合における電流１Ｌと
ＩＲの変化の様子を示す。
前述したように、この実施例においては、まず、コンボ
クツ１号から矩形波のサブキャリアを作成し、この矩形
波のサブキャリアを積分変換することによって三角波の
サブキャリアを作成し、この三角波のサブキャリアを電
圧制御増幅器１５に供給するようにしており、しかも、
電圧制御増幅器１５においては、結果的に信号型ｆＪ＆
ｉと正弦波状のサブキャリアとの乗算が行なわれるよう
になっている。そして、このような手段をとっているた
め、この実施例においては以下に述べる効果を有してい
る。
クツ１号から矩形波のサブキャリアを作成し、この矩形
波のサブキャリアを積分変換することによって三角波の
サブキャリアを作成し、この三角波のサブキャリアを電
圧制御増幅器１５に供給するようにしており、しかも、
電圧制御増幅器１５においては、結果的に信号型ｆＪ＆
ｉと正弦波状のサブキャリアとの乗算が行なわれるよう
になっている。そして、このような手段をとっているた
め、この実施例においては以下に述べる効果を有してい
る。
まず、矩形波のサブキャリアは、周知のようにＰＬＬ等
を用いることによって、正確にコンポジット信号のサブ
キャリア成分に周期させることができる。したがって、
この信号を積分変換した三角波のサブキャリアの位相も
、正確にコンポジット信号のサブキャリア成分に同期し
、この結果、極めてセパレーションの良好な復調が可能
となっている。
を用いることによって、正確にコンポジット信号のサブ
キャリア成分に周期させることができる。したがって、
この信号を積分変換した三角波のサブキャリアの位相も
、正確にコンポジット信号のサブキャリア成分に同期し
、この結果、極めてセパレーションの良好な復調が可能
となっている。
また、矩形波による信号系のスイッチングがないので、
他回路への高調波輻射が無く、さらに、ａ調回路各部は
正弦波を扱えれば良いので、特に高速の素子を必要とし
ない。
他回路への高調波輻射が無く、さらに、ａ調回路各部は
正弦波を扱えれば良いので、特に高速の素子を必要とし
ない。
なお、信号電流１と正弦波サブキャリアとを乗算する構
成は、上記実施例に示す構成に限らず、例えば第６図に
示すような構成をとってもよい。
成は、上記実施例に示す構成に限らず、例えば第６図に
示すような構成をとってもよい。
以上説明したように、この発明によれば、ＦＭ検波器か
ら出力されるコンポジット信号から三角波のサブキャリ
ア信号を生成する三角波生成手段と、前記サブキャリア
信号を正弦波または正弦波に近似した関数特性に変換す
るとともに、この関数！性によって前記コンポジット信
号を増幅して出力する演算回路とを具備し、前記演算回
路の出力端からマルチプレックス復調信号を取り出すよ
うにしたので、周辺回路への高調波輻射、サブキャリア
の位相ずれ、およびビート妨害等を皆無とすることがで
き、また、高速のスイッチング素子等を必要としないの
で、回路のコストダウンを図ることができる。
ら出力されるコンポジット信号から三角波のサブキャリ
ア信号を生成する三角波生成手段と、前記サブキャリア
信号を正弦波または正弦波に近似した関数特性に変換す
るとともに、この関数！性によって前記コンポジット信
号を増幅して出力する演算回路とを具備し、前記演算回
路の出力端からマルチプレックス復調信号を取り出すよ
うにしたので、周辺回路への高調波輻射、サブキャリア
の位相ずれ、およびビート妨害等を皆無とすることがで
き、また、高速のスイッチング素子等を必要としないの
で、回路のコストダウンを図ることができる。
第１図はこの発明の一実施例の構成を示す回路図、
第２図は第１図に示す回路の要部の波形を示す波形図、
第３図は電圧制御増幅器１５における制御特性を示す図
、 第４図は三角波のサブキャリアが正弦波に近似した特性
に変換される様子を示す図、 第５図は信号電流１と％流ＩＬ、ＩＲとの関係を説明す
るための波形図、 第６図は電圧制御増幅器１５に代える他の乗算回路の構
成を示す回路図、 第７図、第８図は各々従来の復調回路の構成を示すブロ
ック図である。 ７・・・・・・サブキャリア生成回路、１２．１４・川
・・積分器、１３・・・・・・コンパレータ（以上７．
１２，１３゜１４は三角波生成手段）、１５・・・・
・・電圧制御増幅器（演算回路）。′ 第１抹 第２図 思 二を 図 一〇Ｌｃ ｍ−一−（〕ＲＣ） ］し 図 一→Ｌ ０Ｒ ７ｆＬ几丁ゴ毛 「 司ワ００ヘテ
、 第４図は三角波のサブキャリアが正弦波に近似した特性
に変換される様子を示す図、 第５図は信号電流１と％流ＩＬ、ＩＲとの関係を説明す
るための波形図、 第６図は電圧制御増幅器１５に代える他の乗算回路の構
成を示す回路図、 第７図、第８図は各々従来の復調回路の構成を示すブロ
ック図である。 ７・・・・・・サブキャリア生成回路、１２．１４・川
・・積分器、１３・・・・・・コンパレータ（以上７．
１２，１３゜１４は三角波生成手段）、１５・・・・
・・電圧制御増幅器（演算回路）。′ 第１抹 第２図 思 二を 図 一〇Ｌｃ ｍ−一−（〕ＲＣ） ］し 図 一→Ｌ ０Ｒ ７ｆＬ几丁ゴ毛 「 司ワ００ヘテ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 ＦＭ検波器から出力されるコンポジット信号から三角波
のサブキャリア信号を生成する三角波生成手段と、 前記サブキャリア信号を正弦波または正弦波に近似した
関数特性に変換するとともに、この関数特性によって前
記コンポジット信号を増幅して出力する演算回路 とを具備し、前記演算回路の出力端からマルチプレック
ス復調信号を取り出すことを特徴とするＦＭマルチプレ
ックス復調回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60021526A JPS61181228A (ja) | 1985-02-06 | 1985-02-06 | Ｆｍマルチプレツクス復調回路 |
| US06/824,061 US4651106A (en) | 1985-02-06 | 1986-01-30 | Multiplex stereo demodulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60021526A JPS61181228A (ja) | 1985-02-06 | 1985-02-06 | Ｆｍマルチプレツクス復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61181228A true JPS61181228A (ja) | 1986-08-13 |
| JPH056815B2 JPH056815B2 (ja) | 1993-01-27 |
Family
ID=12057394
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60021526A Granted JPS61181228A (ja) | 1985-02-06 | 1985-02-06 | Ｆｍマルチプレツクス復調回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4651106A (ja) |
| JP (1) | JPS61181228A (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4035585A (en) * | 1971-09-30 | 1977-07-12 | Nippon Gakki Seizo Kabushiki Kaisha | Demodulator circuit in multiplex stereo and monophonic receiver |
| DE3114761A1 (de) * | 1981-04-11 | 1982-10-28 | Philips Patentverwaltung Gmbh, 2000 Hamburg | Demodulatorschaltung |
-
1985
- 1985-02-06 JP JP60021526A patent/JPS61181228A/ja active Granted
-
1986
- 1986-01-30 US US06/824,061 patent/US4651106A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH056815B2 (ja) | 1993-01-27 |
| US4651106A (en) | 1987-03-17 |
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