JPS60198906A

JPS60198906A - Ｆｍ復調回路

Info

Publication number: JPS60198906A
Application number: JP5479384A
Authority: JP
Inventors: Kaoru Izawa; 伊澤　芳
Original assignee: Rohm Co Ltd
Current assignee: Rohm Co Ltd
Priority date: 1984-03-21
Filing date: 1984-03-21
Publication date: 1985-10-08
Also published as: JPH0216608B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】この発明はＦＭ復調回路に係り、特に、ＦＭ（周波数変
調）信号をパルス列に変換してｆｊｔ調するＦＭ復調回
路において、その変換パルスのデユーティ制御に関する
。

第１図はこの種のＦＭ復調回路を示している。

ＦＭ信号２は、リミフタ４でノイズ成分及びへＭ成分が
除去されるとともに、矩形波に変換された後、単安定マ
ルチバイブレーク６に加えられ、ＦＭ信号周波数に比例
した一定のパルス列（ＰＦＭ）に変換される。このパル
ス列は積分回路８で積分され、信号成分が取出される。

この信号成分は、出力増幅器１０で所定のレベルに増幅
され、出力端子１２から取り出される。

このようなＦＭ復調回路によれば、ＦＭ信号をパルス列
に変換してオーディオ信号を復調することができるが、
全段直結して回路を構成するごとが困難であるとともに
、出力動作点の設定が困難である。特に、積分回路８の
出力を出力増幅器ＩＯに直結して増幅する形態にした場
合、単安定マルチバイブレーク６の出力パルス列のデユ
ーティ比の変化によって、積分回路８の出力直流レベル
が大きく変動するので、出力増幅器ＩＯには直流遮断用
の交流カンブリングを必要とする。これば、ｉ般送波周
波数の変動によっても、出力パルス列のデユーティ比が
変化するため、同様である。

そして、出力パルス列のデユーティ比は、ＦＭ復調効率
に関係（比例）するので、その変動はその効率を変化さ
せる原因になる。

単安定マルチバイブレーク６には時定数設定用のコンデ
ンサが設置されているが、その容量変化は、出力パルス
幅を変動させ、復調効率に影響を及ぼず。

この発明は、積分回路と出力増幅器との直結とともに、
そのＦＭ復調効率を一定にすることを目的とする。

以下、この発明を図面に示した実施例を参照して詳細に
説明する。

第２図はこの発明のＦＭ復調回路の実施例を示し、第１
図に示すＦＭ復調回路と同一部分には同一符号を付しで
ある。

第２図において、リミッタ４を通過させ′て矩形波に変
換されたＦＭ信号２は、パルス変換回路１４に加えられ
、その周波数に比例したパルス列に変換される。

このパルス変換回路１４は、パルス幅制御回路１６及び
制御入力端子１Ｂから加えられる制御入力に基づき、変
換パルスのデユーティ比が制御される単安定マルチバイ
ブレーク等のパルス幅変換手段で構成され、時定数を設
定するためのコンデンサ１５が接続されている。

このパルス変換回路１４の出力パルス列は、積分回路８
に加えられて積分された後、出力増幅器２０に加えられ
ている。この出力増幅器２０は差動増幅器で構成され、
その非反転入力端子（＋）に出力パルス列、その反転入
力端子（＝）に電圧源２２から所定のバイアス電圧ＶＢ
＋が加えられ、その出力部１子１２から、増幅出力が取
出されるとともに、パルス幅制御回路１．６に加えられ
ている。

この実施例では、パルス’ｔｆｆｌｌｉｌＪ御回路１６
の入力部に誤差増幅器２４が設置され、その非反転入力
端子（・＋）に出力増幅器２０の出力が加えられ、その
反転入力端子（−）には電圧源２６から所定のバイアス
電圧ＶＢ２が加えられ、比較直流レベルが設定されてい
る。そして、この誤差増幅器Ｕの誤差出力は、抵抗２８
を介して低域フィルタ園に加えられ、それに含まれる高
域成分が除かれた後、パルス変換回路１４に制御入力と
して加えられ′ζいる。

以上の構成に基づき、その動作を第３図に示す動作波形
を参照して説明する。

ＦＭ信号２がリミッタ４で矩形波に変換さた後、゛パル
ス変ｐ回路１４に加えられると、パルス変換回路１４は
、第３図に示すように、その周波数（ｆ）に応じた一定
幅のパルス列を発生ずる。

第３図に示すパルス列において、周期をｒ（＝１／ｆ）
　、パルス幅をＴｐ、振幅電圧をＶ、その平均値電圧を
Ｖａｖとする。

ここで、パルス変換回路１４に接続された時定数設定用
のコンデンサ１５の容量をＣ、パルス幅制御回路１６か
らの制御入力電流を１とすると、パルス幅Ｔｐは、Ｔｐ　＝Ｋ　−・　Ｃ／Ｉ　・　・　・　・　（１）で
与えれらる。ただし、Ｋは比例定数である。

この出力パルスは、積分回路８で積分され、その出力は
、前記平均値電圧Ｖａｖで与えられ、Ｖａｖ”Ｖ−Ｔｐ
／Ｔ＝Ｖ−Ｔｐ−ｆ・　・　・　・　（２）となり、出力増幅器２０の非反転入力端子（＋）に加え
られる。

出力増幅器２０のバイアス電圧Ｖｅｒ、ｉｌ（差増１幅
器２４０基準直流レベルＶＢ２のそれぞれを、ＶＢ　Ｉ
　”ＶＢ　２　”ＶＢ　、出力増幅器２０の増幅利得を
Ｇｖとすると、その出力電圧ｖＯは、Ｖｏ　＝Ｇｖ　（
Ｖａｖ−ＶＢ　）　−−−１３１この出力は誤差増幅器
２４に加えられ、基準直流レベルに対する誤差成分が検
出される。

この誤差成分は抵抗２８を介して低域フィルタ３０に加
えられ、その直流成分が取出される。その出力電流を１
１とすると、ＩＩは、＋１＝に２　（ＶＯＶＢ）　−・・・（４）で与えられ
、Ｋ２は比例定数である。

ｉ１ｉ！Ｉ　ｆ、ｌｌｌ入力☆ル）子から加えられる基
Ｙ＄電流をＩｏとすると、パルス幅制御回路１６がらパ
ルス変換回路１４に加えられる制御入力電流Ｉは、１＝
Ｉｏ　＋ｆｌ　・・・１５１で１ｊえられる。

１ａＪち、何等かの原因でパルス幅Ｔｐが減少すると、
その積分出力である平均値電圧Ｖａｖが低下し、出力増
幅器２０の出力Ｖｏが低下し、パルス幅制御回路１６の
電流１＋が減少し、パルス変換回路１４に加えられる制
御電流Ｉが減少するため、式（１１より、パルス変換回
路Ｉ４の出力パルス幅Ｔｐが増加するように補正される
。また、パルス幅が増加した場合には、この動作とは逆
の関係でパルス幅を減少するように動作し、パルス変換
回路１４の出力パルス幅は一定値、即ち、そのデユーテ
ィ比は一定値に制御される。

この結果、出力直流電位（動作点電位）を一定に保つこ
とができ、積分回路８と出力増＠器２゜との直結が可能
になり、交流カップリングを省略することができる。即
ち、出力増幅器２ｏの出力部から誤差増幅器２４及び低
域フィルタ３ｏを経てパルス変換回路１４に至る帰還ル
ープの動作点電位は一定に保持され、直流電位の変動の
少ない帰還回路を構成でき、安定した制御動作を実現で
きる。

また、式（２ンに示す平均値電圧Ｖａｖは、周波数ｆが
一定の場合であり、ＦＭ信号ではＩＢ送波ｆｃに対し、
変調信号に応じて周波数が変化（ｆｃ±Δｆ）している
。そこで、復調出力に現れる交流電圧は、平均値電圧Ｖ
ａＶを周波数ｆで微分してめられ、ｄＶａｖ／ｄｆ＝Ｖ・ＴｐｃｃＴｐ　Ｈ＋　ｉａｌこれ
がＦＭ復調効率となる。従って、ＦＭＨＨ調効率はパル
ス幅Ｔｐに比例し、Ｔｐが一定となると、ｐＭＩＭ、ｍ
効率も一定になる。

第４図は制御動作特性を示し、Ａはパルス幅制御回路１
６による帰還回路を設置した場合の低域成分の周波数対
出力電圧特性、Ｂは通常の復調帯域での特性であり、帰
還回路を設置しないときの全帯域での特性である。ｆｃ
は１１９送波周波数であり、帰還率により、ΔＶｏ／Δ
ｆが変化し、低域フィルタ３０の時定数はｆｉ調帯域に
関係する。この帰還ループを形成する低域フィルタの通
過帯域は、ＦＭ信号の復調帯域に比ベーζ十分に低くす
る必要がある。Ｂでは出力Ｖｏが飽和状態になるのに対
し、Ａでは周波数の変化に対応して帰還量が増加し、直
線的な制御動作が得られる。例えば、温度により低域の
周波数成分が除々に変化したとき、本来は特性Ｂになる
が、低域成分の帰還により特性へのようになり、復調効
率を大きく取ることができる。

そして、このように出力パルスのデユーティ比を一定に
することにより、搬送波周波数が変化しても、出力直流
レベルの変化は少なく、信号成分のみを効率良く増幅し
て取出すことができる。

また、パルス幅が一定になるため、ＦＭ復調効率を一定
にすることができ、しかも、温度変化等によりコンデン
サ１５の容量に変化が生じても、制御動作でパルス幅を
一定値に制御することができるので、コンデンサ１５の
容量変化による復調効率の変化を抑えることができる。

さらに、このような制御によって、温度変化に対しても
安定したパルス幅を維持でき、パルス幅のデユーティ比
を５０％に設定することにより、１１１！送波成分を容
易に除去できるとともに、その除去率の向上を図ること
ができる。

なお、この実施例の場合、誤差増幅器２４の後段に低域
フィルタ３０を設置したが、低域フィルタ３０の後段に
誤差増幅器２４を設置しても同様の動作が得られる。

第５図は前記パルス変換回Ｆｌｆ１１４の具体的な回路
構成例を示し、第２図に示す実施例と同一部分には同一
符号を付しである。

第５図において、このパルス変換回路１４には、第１及
び第２の差動形のスイッチング回路３２、３４に対して
同様の第３のスイッチング回ｉ３６を設置するとともに
、その動作電流を引く電流反転回路３８が設置されてい
る。

即ぢ、第１のスイッチング回路３２ば、エミッタを共通
にした一対のトランジスタ４０．４２で構成され、第２
のスイッチング回路３４も同様に一対のトランジスタ４
４．４６で構成され、トランジスタ４２．４４のベース
には共通に基準電位点との間に電圧源４８が接続され一
１電圧Ｖ、が加えられている。トランジスタ４２．４４
のコレクタには出力端子５０Ａが形成されているととも
に、各コレクタと電源端子５２から駆動電圧ＶＣＣが加
えられる正側電位ラインとの間には抵抗５４が接続され
ている。また、トランジスタ４０．４６のコレクタには
出力端子５０Ｂが形成されているとともに、各コレクタ
と正側電位ラインとの間には抵抗５６が接続されている
。

第３のスイッチング回路３６は、エミッタを共通にした
トランジスタ５７．５８で構成され、トランジスタ５７
のコレクタとトランジスタ４０．４２のエミッタ、トラ
ンジスタ５８のコレクタとトランジスタ４４．４６のエ
ミッタはそれぞれ共通接続され、トランジスタ５７．５
８のコレクタ間にはコンデンサ１５が接続されている。

そして、電流９反転回路３８はトランジスタ６０．６２
及び抵抗６４．６６で構成され、端子６８には前記パル
ス幅制御回路１６・から制御出力が加えられる。

以上の構成に基づき、その動作を第６図を参照して説明
する。

トランジスタ４０のベースには、第６図Ａに示すパルス
ｖ１が加えられ、トランジスタ４６のベースには、第６
図Ｂに示ず反転パルスＶ、が加えられる。また、トラン
ジスタ５８のベースには、第６図Ｃに示すパルスｖ２が
加えられ、トランジスタ５７のベースには、第６図りに
示ず反転パルスｖ２が加えられる。なお、これらのパル
スは、ＦＭ信号から得られたものである。

そして、端子６８に制御入力としてパルス幅制御回路１
６から制御電流Ｉが加えられると、この電流１は反転さ
れ、電流１０としてトランジスタ５７又はトランジスタ
５８から引き込む。

Ｉ・ランジスタ５７．５８はそのベース人力パルスに応
じて交互にスイッチングし、トランジスタ４０．４６も
交互にスイッチングする。これに応動して、コンデンサ
１５は充放電され、その端子には、第６図Ｅ、Ｆに示す
波形の電圧が発生ずる。

この結果、出力端子′５０Ａには第６図Ｇに示すパルス
Ｖ４、出力端子５０Ｂには第６図Ｆに示す反転パルス■
４が発生ずる。制御電流Ｉが加えられる結果、電流反転
回路３８を介して流れる電流を１０とすると、その出力
パルスのパルス幅′１゛ｐは式（１）より、１゛ｐ−ｖａ−Ｃ／ｌｃ　・・・・（７）でＪ５えられ
る。即ら、電流１ｃは制御電流Ｉに比例するから、制御
電流■でそのデユーティ比が制御され、パルス幅Ｔｐは
一定値に維持することができる。

このようなパルス変換回路によれば、安定したパルス変
換動作が得られ、信頼性の高い復調動作が実現できる。

第７図はこの発明のＦＭ復調回路の他の実施例を示し、
前記実施例と同一部分には同一符号を付しである。

この実施例は、前記実施例の出力増幅器２０と誤差増幅
器２４とを共用する増幅器２４′を設置してパルス幅制
御回路１６を構成している。増幅器２４′は、前記実施
例の出力増幅器２０と同様の構成であり、誤差成分の取
出しはその動作点を利用し、誤差増幅器２４と同等の機
能を得ている。

即ち、増幅器２４′の非反転入力端子（＋）には、積分
回路８の出力が加えられているとともに、電圧源７０か
ら抵抗７２を介してバイアスが設定され、この非反転入
力端子（＋）と基準電位点との間にはコンデンサ７４が
接続されている。また、増幅器２４′の反転入力端子（
−）には、抵抗７６．７８を介して増幅出力が帰還され
ているとともに、抵抗７６を介してバイアスが設定され
ている。

この増幅器２４′の出力は、復調出力として出力端子８
０から外部に取出されるとともに、低域フィルタ３０に
加えられる。この実施例の低域フィルタ３０は、抵抗８
２及びコンデンサ８４で構成され、その通過出力電流式
Ｉは基準電流■０に合成され、制御電流■としてパルス
変換回路１４の制御入力幅子８６に加えられる。基準電
流ＩＯは、この実施例では、電圧源８８及び抵抗９０で
構成される電流源で形成されている。

このような構成によれば、前記実施例と同様の効果が期
待できるとともに、パルス幅制御回路１６の１＠差増幅
器と出力増幅器とを兼ねる増幅器２４゛で構成したので
、回路構成の簡略化を図ることができる。そして、この
場合、出力端子８０に発生ずる出力電圧Ｖｏは、Ｖｏ＝Ｇｖ　（（Ｋ−Ｖ−Ｃ／１）ｆ−Ｖｅｌ・　・　
・　・（８）で与えられる。但し、■（は比例定数であり、そのイー
の記号は式（１）ないしく５）と同様である。

なお、第２図及び第７ＩＡに示す実施例では、基準電流
ＩＯに対しパルス幅制御回路１６の出力電流■１又はΔ
１を加えて制御電流ｌを形成してパルス幅を制御する場
合について説明したが、パルス幅制御回路１６の出力電
流で制御電流の全部を形成するようにしても同様の効果
が期待できる。

以上説明したようにこの発明によれば、パルス変換回路
の出力パルス幅を一定にできるため、直流レベルの変化
が抑制でき、積分回路と出力増幅器とを直結できるとと
もに、ＦＭ復調効率を一定にすることができ、ＩＢ送波
成分の除去率、温度特性についても改善でき、安定した
信頼性の高い復調動作を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のＦＭ復調回路を示すブロック図、第２図
はこの発明のＦＭ復調回路の実施例を示すブロック図、
第３図はその動作波形を示す説明図、第４図はその動作
特性を示す説明図、第５図はパルス変換回路の具体的な
回路構成例を示す回路図、第６図はその動作波形を示す
説明図、第７図はこの発明のＦＭ復調回路の池の実施例
を示すプロソゲ図である。８・・・積分回路、１４・・・パルス変換回路、１６−
・・パルス幅制御回路、２４．２４′　、・・誤差増幅
器、３０・・・低域フィルタ。第１図す第２図第３図第４図ｆｃｍ　波　敗　（Ｈｚ）第５図第６図第７図

Claims

【特許請求の範囲】＋１１　ＦＭ信号をその周波数に応じた一定幅のパルス
列に変換するパルス変換回路と、このパルス変換回路の
周波数パルスを積分して信号成分を取出す「１分回路と
、この積分回路の出力側直流成分の基準直流レベルに対
する誤差成分に応じて前記パルス変換回路の出力パルス
のデユーティ比を制御するパルス幅制御回路とから構成
したことを特徴とするＦＭｆｊ［１１回路。（２）前記パルス幅制御回路は、前記積分回路の出力側
信号と基準直流レベルとを比較して基準直流レベルに対
する誤差成分を検出するｒ４．差増幅器と、この誤差増
幅器の前段又は後段に設置して前記積分回路の出力側信
号又は誤差増幅器の出力から直流成分を取出す低域フィ
ルタとから構成したことを特徴とする特許請求の範囲第
１項に記載のＦＭ復調ＩＵ路。（３）前記誤差増幅器は、前記積分回路の出力を増幅す
る出力増幅器と共用させたことを特徴とする特許請求の
範囲第１項に記載のＦＭ復調回路。