JPH0216608B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明はFM復調回路に係り、特に、FM（周
波数変調）信号をパルス列に変換して復調する
FM復調回路において、その変換パルスのデユー
テイ制御に関する。

第１図はこの種のFM復調回路を示している。
FM信号２は、リミツタ４でノイズ成分及びAM
成分が除去されるとともに、矩形波に変換された
後、単安定マルチブレータ６に加えられ、FM信
号周波数に比例した一定のパルス列（PFM）に
変換される。このパルス列は積分回路８で積分さ
れ、信号成分が取出される。この信号成分は、出
力増幅器１０で所定のレベルに増幅され、出力端
子１２から取り出される。

このようなFM復調回路によれば、FM信号を
パルス列に変換してオーデイオ信号を復調するこ
とができるが、全段直結して回路を構成すること
が困難であるとともに、出力動作点の設定が困難
である。特に、積分回路８の出力を出力増幅器１
０に直結して増幅する形態にした場合、単安定マ
ルチバイブレータ６の出力パルス列のデユーテイ
比の変化によつて、積分回路８の出力直流レベル
が大きく変動するので、出力増幅器１０には直流
遮断用の交流カツプリングを必要とする。これ
は、搬送波周波数の変動によつても、出力パルス
列のデユーテイ比が変化するため、同様である。

そして、出力パルス列のデユーテイ比は、FM
復調効率に関係（比例）するので、その変動はそ
の効率を変化させる原因になる。

単安定マルチブレータ６には時定数設定用のコ
ンデンサが設置されているが、その容量変化は、
出力パルス幅を変動させ、復調効率に影響を及ぼ
す。

そこで、この発明は、一定のパルス幅を持つ復
調出力を得るとともに、復調効率の安定化を実現
したFM復調回路の提供を目的とする。

即ち、この発明のFM復調回路は、FM信号を
その周波数に応じた一定幅のパルス列に変換する
パルス変換回路１４と、このパルス変換回路で得
られた前記パルス列を積分する積分回路８と、こ
の積分回路の出力電圧と基準レベル（基準直流レ
ベルV_B2）とを比較して前記基準レベルに対する
前記出力電圧の誤差成分を検出する誤差増幅器２
４とともに、前記積分回路で得られる前記出力電
圧又は前記誤差増幅器で得られる前記誤差成分を
受けて前記出力電圧又は前記誤差成分から直流成
分を抽出する低域フイルタ３０を備え、前記パル
ス変換回路が発生する前記パルス列のデユーテイ
比を前記低域フイルタで得られる前記直流成分に
応じて制御するパルス幅制御回路１６とから構成
したものである。

以下、この発明を図面に示した実施例を参照し
て詳細に説明する。

第２図はこの発明のFM復調回路の実施例を示
し、第１図に示すFM復調回路と同一部分には同
一符号を付してある。

第２図において、リミツタ４を通過させて矩形
波に変換されたFM信号２は、パルス変換回路１
４に加えられ、その周波数に比例したパルス列に
変換される。

このパルス変換回路１４は、パルス幅制御回路
１６及び制御入力端子１８から加えられる制御入
力に基づき、変換パルスのデユーテイ比が制御さ
れる単安定マルチバイブレータ等のパルス幅変換
手段で構成され、時定数を設定するためのコンデ
ンサ１５が接続されている。

このパルス変換回路１４の出力パルス列は、積
分回路８に加えられて積分された後、出力増幅器
２０に加えられている。この出力増幅器２０は差
動増幅器で構成され、その非反転入力端子（＋）
に出力パルス列、その反転入力端子（−）に電圧
源２２から所定のバイアス電圧V_B1が加えられ、
その出力端子１２から増幅出力が取出されるとと
もに、パルス幅制御回路１６に加えられている。

この実施例では、パルス幅制御回路１６の入力
部に誤差増幅器２４が設置され、その非反転入力
端子（＋）に出力増幅器２０の出力が加えられ、
その反転入力端子（−）には電圧源２６から所定
のバイアス電圧V_B2が加えられ、比較直流レベル
が設定されている。そして、この誤差増幅器２４
の誤差出力は、抵抗２８を介して低域フイルタ３
０に加えられ、それに含まれる高域成分が除かれ
た後、パルス変換回路１４に制御入力として加え
られている。

以上の構成に基づき、その動作を第３図に示す
動作波形を参照して説明する。

FM信号２がリミツタ４で矩形波に変換された
後、パルス変換回路１４に加えられると、パルス
変換回路１４は、第３図に示すように、その周波
数（ｆ）に応じた一定幅のパルス列を発生する。

第３図に示すパルス列において、周期をＴ（＝
１／ｆ）、パルス幅をTp、振幅電圧をＶ、その平
均値電圧をVavとする。

ここで、パルス変換回路１４に接続された時定
数設定用のコンデンサ１５の容量をＣ、パルス幅
制御回路１６からの制御入力電流をＩとすると、
パルスTpは、 Tp＝K₁・Ｃ／Ｉ ……(1) で与えられる。ただし、Ｋは比較定数である。

この出力パルスは、積分回路８で積分され、そ
の出力は、前記平均値電圧Vavで与えられ、 Vav＝Ｖ・Tp／Ｔ＝Ｖ・Tp・ｆ ……(2) となり、出力増幅器２０の非反転入力端子（＋）
に加えられる。

出力増幅器２０のバイアス電圧V_B1、誤差増幅
器２４の基準直流レベルV_B2のそれぞれを、V_B1
＝V_B2＝V_B、出力増幅器２０の増幅利得をGvと
すると、その出力電圧Voは、 Vo＝Gv（Vav−V_B） ……(3) この出力は誤差増幅器２４に加えられ、基準直
流レベルに対する誤差成分が検出される。

この誤差成分は抵抗２８を介して低域フイルタ
３０に加えられ、その直流成分が取出される。そ
の誤差電流をI₁とすると、I₁は、 I₁＝K₂（Vo−V_B） ……(4) で与えられ、K₂は比例定数である。

制御入力端子から加えられる基準電流をIoとす
ると、パルス幅制御回路１６からパルス変換回路
１４に加えられる制御入力電流Ｉは、 Ｉ＝Io＋I₁ ……(5) で与えられる。

即ち、何等かの原因でパルス幅Tpが減少する
と、その積分出力である平均値電圧Vavが低下
し、出力増幅器２０の出力Voが低下し、パルス
幅制御回路１６の電流I₁が減少し、パルス変換回
路１４に加えられる制御電流Ｉが減少するため、
式(1)より、パルス変換回路１４の出力パルス幅
Tpが増加するように補正される。また、パルス
幅が増加した場合には、この動作とは逆の関係で
パルス幅を減少するように動作し、パルス変換回
路１４の出力パルス幅は一定値、即ち、そのデユ
ーテイ比は一定値に制御される。

この結果、出力直流電位（動作点電位）を一定
に保つことができ、積分回路８と出力増幅器２０
との直結が可能になり、交流カツプリングを省略
することができる。即ち、出力増幅器２０の出力
部から誤差増幅器２４及び低域フイルタ３０を経
てパルス変換回路１４に至る帰還ループの動作点
電位は一定に保持され、直流電位の変動の少ない
帰還回路を構成でき、安定した制御動作を実現で
きる。

ところで、パルス幅制御回路１６で構成されて
いる帰還系を無視すると、復調レベルを表す出力
電圧Voは、式(2)より、 Vo＝Ｖ・Tp・ｆ ……(6) となり（但し、ｆ＝fo＋Δf）、パルス幅Tp及び振
幅電圧Ｖが一定であれば周波数ｆに比例すること
が判る。

一方、復調レベルの中、動作点は式(2)に示すよ
うに、振幅電圧Ｖ及び式(1)の比例定数K₁が一定
のとき、（Ｃ／Ｉ）・に比例する。つまり、制御
入力電流Ｉを変化させると、これに反比例して動
作点を変えることができる。それゆえ、このFM
復調回路では、パルス幅制御回路１６からなる帰
還系により、直流成分又は復調周波数帯域以下の
低周波数成分を帰還させることにより、動作点が
一定に保たれ、パルス幅制御回路１６では、低域
フイルタ３０により誤差成分中の低域成分のみを
パルス変換回路１４の制御入力電流Ｉとして帰還
させている。即ち、誤差増幅器２４では、復調出
力を設定したい動作点を表す基準直流レベルV_B2
と出力増幅器２０の出力電圧とを比較して得られ
た誤差成分を増幅し、低域フイルタ３０ではその
低域成分だけを通し、復調周波数帯域以下の誤差
電流I₁として基準電流Ioと合成し、パルス変換回
路１４の制御入力電流Ｉとしている。それゆえ、
直流成分において、動作点が基準直流レベルとし
てのバイアス電圧V_B1からずれたとき、そのずれ
に応じた誤差電流I₁が発生し、この誤差電流I₁を
低減するようにパルス変換回路１４の出力が制御
され、動作点がバイアス電圧V_B1に近づくような
動作が行われる。

また、式(2)に示す平均値電圧Vavは、周波数ｆ
が一定の場合であり、FM信号では搬送波fcに対
し、変調信号に応じて周波数が変化（fc±Δf）
している。そこで、復調出力に現れる交流電圧
は、平均値電圧Vavを周波数ｆで微分して求めら
れ、 dVav／df＝Ｖ・Tp∝Tp ……(7) これがFM復調効率となる。式(7)から明らかな
ように、FM復調効率はパルス幅Tpに比例して
おり、従つて、パルス幅Tpが一定になれば、
FM復調効率も一定になる。

第４図は制御動作特性を示し、Ａはパルス幅制
御回路１６による帰還回路を設置した場合の低域
成分の周波数対出力電圧特性、Ｂは通常の復調帯
域での特性であり、帰還回路を設置しないときの
全帯域での特性である。fcは搬送波周波数であ
り、帰還率により、ΔVo／Δfが変化し、低域フ
イルタ３０の時定数は復調帯域に関係する。この
帰還ループを形成する低域フイルタの通過帯域
は、FM信号の復調帯域に比べて十分に低くする
必要がある。Ｂでは出力Voが飽和状態になるの
に対し、Ａでは周波数の変化に対応して帰還量が
増加し、直線的な制御動作が得られる。

例えば、温度変化によつて低域の周波数成分が
徐々に変化したとき、低域成分が帰還されない場
合には特性Ｂになるが、低域成分の帰還によつて
特性Ａのようになり、復調効率を大きく取ること
ができる。即ち、温度変化によるコンデンサ１５
の容量Ｃ等、式(1)、(2)に示す各要因により、復調
回路の動作点がずれた場合、又は、復調回路が変
化せず、入力FM信号の搬送波周波数（低域の周
波数）がずれた場合、パルス幅制御回路１６から
なる帰還系が無い従来回路では、FM信号変調度
に従つた規定出力を持つた周波数電圧変換特性に
設定されているので、Ｂに示す復調回路単体の特
性に従つて動作が変化し、その変化により、その
まま動作点に変動を生じる。

ところが、第２図に示すように、パルス幅制御
回路１６からなる帰還回路が設けられたことによ
り、低域フイルタ３０が持つ特性によつて周波数
の低い成分にのみ帰還がかかり、動作点の変動が
抑えられるのである。それゆえ、特性Ａのように
なり、その傾きは、帰還量で決定されることにな
る。

そして、変調信号に対しては、低域フイルタ３
０のカツトオフ周波数を変調信号帯域より十分低
く設定すると、帰還系の機能が低下し、従来の復
調回路と同等の特性になる。つまり、FM搬送波
周波数に対しては、デユーテイ比が１：１に近づ
くように帰還がかかつて自動調整が行われ、変調
信号に対しては通常通りの出力パルスにデユーテ
イ変化が生じ、FM復調が行われる。

また、変調信号及び搬送波周波数の変動又は復
調回路の特性変動は、帰還系における低域フイル
タ３０が持つ特性によつて決まる。つまり、低域
フイルタ３０が持つカツトオフ周波数に従つて、
復調特性中の低域部分がカツトされる。また、こ
の帰帰系を成すパルス幅制御回路１６の利得によ
つて低域の復調感度が変化し、その利得を上げる
ことで低域の復調感度が低くなる。

そして、出力パルスのデユーテイ比を一定にす
ることにより、搬送波周波数が変化しても、出力
直流レベルの変化は少なく、信号成分のみを効率
良く増幅して取り出すことができる。

また、パルス幅が一定になるため、FM復調効
率を一定にすることができ、しかも、温度変化等
によりコンデンサ１５の容量に変化が生じても、
制御動作でパルス幅を一定値に制御することがで
きるので、コンデンサ１５の容量変化による復調
効率の変化を抑えることができる。

さらに、このような制御によつて、温度変化に
対しても安定したパルス幅を維持でき、パルス幅
のデユーテイ比を50％に設定することにより、搬
送波成分を容易に除去できるとともに、その除去
率の向上を図ることができる。

なお、この実施例の場合、誤差増幅器２４の後
段に低域フイルタ３０を設置したが、低域フイル
タ３０の後段に誤差増幅器２４を設置しても同様
の動作が得られる。

第５図は前記パルス変換回路１４の具体的な回
路構成例を示し、第２図に示す実施例と同一部分
には同一符号を付してある。

第５図において、このパルス変換回路１４に
は、第１及び第２の差動形のスイツチング回路３
２，３４に対して同様の第３のスイツチング回路
３６を設置するとともに、その動作電流を引く電
流反転回路３８が設置されている。

即ち、第１のスイツチング回路３２は、エミツ
タを共通にした一対のトランジスタ４０，４２で
構成され、第２のスイツチング回路３４も同様に
一対のトランジスタ４４，４６で構成され、トラ
ンジスタ４２，４４のベースには共通に基準電位
点との間に電圧源４８が接続され、電圧V_Mが加
えられている。トランジスタ４２，４４のコレク
タには出力端子５０Ａが形成されているととも
に、各コレクタと電源端子５２から駆動電圧Vcc
が加えられる正側電位ラインとの間には抵抗５４
が接続されている。また、トランジスタ４０，４
６のコレクタには出力端子５０Ｂが形成されてい
るとともに、各コレクタと正側電位ラインとの間
には抵抗５６が接続されている。

第３のスイツチング回路３６は、エミツタを共
通にしたトランジスタ５７，５８で構成され、ト
ランジスタ５７のコレクタとトランジスタ４０，
４２のエミツタ、トランジスタ５８のコレクタと
トランジスタ４４，４６のエミツタはそれぞれ共
通接続され、トランジスタ５７，５８のコレクタ
間にはコンデンサ１５が接続されている。

そして、電流反転回路３８はトランジスタ６
０，６２及び抵抗６４，６６で構成され、端子６
８には前記パルス幅制御回路１６から制御出力が
加えられる。

以上の構成に基づき、その動作を第６図を参照
して説明する。

トランジスタ４０のベースには、第６図Ａに示
すパルスV₁が加えられ、トランジスタ４６のベ
ースには、第６図Ｂに示す反転パルス₁が加え
られる。また、トランジスタ５８のベースには、
第６図Ｃに示すパルスV₂が加えられ、トランジ
スタ５７のベースには、第６図Ｄに示す反転パル
ス₂が加えられる。なお、これらのパルスは、
FM信号から得られたものである。

そして、端子６８に制御入力としてパルス幅制
御回路１６から制御電流Ｉが加えられると、この
電流Ｉは反転され、電流Ioとしてトランジスタ５
７又はトランジスタ５８から引き込む。

トランジスタ５７，５８はそのベース入力パル
スに応じて交互にスイツチングし、トランジスタ
４０，４６も交互にスイツチングする。これに応
動してコンデンサ１５は充放電され、その端子に
は、第６図Ｅ，Ｆに示す波形の電圧が発生する。

この結果、出力端子５０Ａには第６図Ｇに示す
パルスV₄、出力端子５０Ｂには第６図Ｆに示す
反転パルス₄が発生する。制御電流Ｉが加えら
れる結果、電流反転回路３８を介して流れる電流
をIcとすると、その出力パルスのパルス幅Tpは
式(1)より、 Tp＝Va・Ｃ／Ic ……(8) で与えられる。即ち、電流Icは制御電流Ｉに比例
するから、制御電流Ｉでそのデユーテイ比が制御
され、パルス幅Tpは一定値に維持することがで
きる。

このようなパルス変換回路によれば、安定した
パルス変換動作が得られ、信頼性の高い復調動作
が実現できる。

第７図はこの発明のFM復調回路の他の実施例
を示し、前記実施例と同一部分には同一符号を付
してある。

この実施例は、前記実施例の出力増幅器２０と
誤差増幅器２４とを共用する増幅器２４′を設置
してパルス幅制御回路１６を構成している。増幅
器２４′は、前記実施例の出力増幅器２０と同様
の構成であり、誤差成分の取出しはその動作点を
利用し、誤差増幅器２４と同等の機能を得てい
る。即ち、増幅器２４′の非反転入力端子（＋）
には、積分回路８の出力が加えられているととも
に、電圧源７０から抵抗７２を介してバイアスが
設定され、この非反転入力端子（＋）と基準電位
点との間にはコンデンサ７４が接続されている。
また、増幅器２４′の反転入力端子（−）には、
抵抗７６，７８を介して増幅出力が帰還されてい
るとともに、抵抗７６を介してバイアスが設定さ
れている。

この増幅器２４′の出力は、復調出力として出
力端子８０からの外部に取出されるとともに、低
減フイルタ３０に加えられる。この実施例の低域
フイルタ３０は、抵抗８２及びコンデンサ８４で
構成され、その通過出力電流ΔIは基準電流Ioに
合成され、制御電流Ｉとしてパルス変換回路１４
の制御入力端子８６に加えられる。基準電流Io
は、この実施例では、電圧源８８及び抵抗９０で
構成される電流源で形成されている。

このような構成によれば、前記実施例と同様の
効果が期待できるとともに、パルス幅制御回路１
６の誤差増幅器と出力増幅器とを兼ねる増幅器２
４′で構成したので、回路構成の簡略化を図るこ
とができる。そして、この場合、出力端子８０に
発生する出力電圧Voは、 Vo＝Gv｛（Ｋ・Ｖ・Ｃ／Ｉ）−V_B） ……(9) で与えられる。但し、Ｋは比例定数であり、その
他の記号は式(1)ないし(5)と同様である。

なお、第２図及び第７図に示す実施例では、基
準電流Ioに対しパルス幅制御回路１６の誤差電流
I₁又はΔIを加えて制御電流Ｉを形成してパルス幅
を制御する場合について説明したが、パルス幅制
御回路１６の誤差電流で制御電流の全部を形成す
るようにしても同様の効果が期待できる。

以上説明したようにこの発明によれば、パルス
変換回路の出力パルス幅を一定にできるため、直
流レベルの変化が抑制でき、積分回路と出力増幅
器とを直結できるとともに、FM復調効率を一定
にすることができ、搬送波成分の除去率、温度特
性についても改善でき、安定した信頼性の高い復
調動作を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のFM復調回路を示すブロツク
図、第２図はこの発明のFM復調回路の実施例を
示すブロツク図、第３図はその動作波形を示す説
明図、第４図はその動作特性を示す説明図、第５
図はパルス変換回路の具体的な回路構成例を示す
回路図、第６図はその動作波形を示す説明図、第
７図はこの発明のFM復調回路の他の実施例を示
すブロツグ図である。 ８……積分回路、１４……パルス変換回路、１
６……パルス幅制御回路、２４，２４′……誤差
増幅器、３０……低域フイルタ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ FM信号をその周波数に応じた一定幅のパル
   ス列に変換するパルス変換回路と、 このパルス変換回路で得られた前記パルス列を
   積分する積分回路と、 この積分回路の出力電圧と基準レベルとを比較
   して前記基準レベルに対する前記出力電圧の誤差
   成分を検出する誤差増幅器とともに、前記積分回
   路で得られる前記出力電圧又は前記誤差増幅器で
   得られる前記誤差成分を受けて前記出力電圧又は
   前記誤差成分から直流成分を抽出する低域フイル
   タを備え、前記パルス変換回路が発生する前記パ
   ルス列のデユーテイ比を前記低域フイルタで得ら
   れる前記直流成分に応じて制御するパルス幅制御
   回路と、 から構成したことを特徴とするFM復調回路。