JPS63279466A

JPS63279466A - Ｆｍ復調回路

Info

Publication number: JPS63279466A
Application number: JP62115055A
Authority: JP
Inventors: Masahiro Honjo; 本城　正博
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1987-05-12
Filing date: 1987-05-12
Publication date: 1988-11-16
Anticipated expiration: 2011-09-25
Also published as: JP2537864B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は、磁気記録再生装置におけるＦＭ復調回路に関
するもので、特にＦＭ変調度が高いＦＭ変調波信号を再
生する場合に発生しやすい反転現象を防止するものであ
る。

従来の技術民生用ＶＴＲのように低搬送波ＦＭ記録再生で、かつＦ
Ｍ片側帯波再生を行なう磁気記録再生装置において、Ｆ
Ｍ変調指数が大きいＦＭ変調波信号を復調する場合、Ｆ
Ｍ復調器において零クロス点が忠実に再現できず、反転
現象が生じやすい、これは、下側帯波成分Ｊ、のレベル
がＦＭ基本波成分Ｊ０のレベルに比べ、大きくなる時に
発生し、さらに再生ノイズが重畳されている場合では、
ノイズの影響で、Ｊ、＜Ｊｏの場合でも反転現象が発生
する。

従来、この反転現象を軽減する復調方式が種々提案され
ている。たとえば、特開昭５７−１８９３１１号公報に
示されているように、再生ＦＭ信号の基本波成分をリミ
ッタ回路により方形波に変換し、この方形波によりパル
スを発生させ、このパルスを再生ＦＭ信号に重畳した後
、第２のリミッタ回路により復調するものである。これ
を第１０図のブロック図、第１１図（Ａ）〜（Ｊ）の波
形図を用いて説明する。

再生ＦＭ信号りをバンドパスフィルタ２０により基本波
成分ｉを取り出し、所定時間遅延し信号ｊを得る。信号
ｊをリミッタにかけ信号ｋを得、信号によりパルス信号
１を得る。ここで、信号１は基本波信号ｊの零クロス点
の情報を示すパルスであり、本発明と本質的に異なる点
である。そして、再生ＦＭ信号りにパルス１を重畳する
ことにより信号ｍを得、変調度が高い点においても零ク
ロス点が存在し、反転現象は生じないというものである
。

しかしながら、ＦＭ基本波を所定時間遅延した信号ｊの
零クロス点の時間情報である信号ｌと、再生ＦＭ信号波
形のピーク点との時間情報は木質的に異なった時間情報
であるにもかかわらず、それを重畳するのはＦＭ信号の
もつ情報を歪ませることになり、次のような問題が生じ
ていた。

今、ＶＴＲでのＦＭアロケーションを５〜７ＭＨｚとし
、ダーククリップを１００％、ホワイトクリップを２０
０％とすると、ダーククリップ周波数は３Ｍｔ！ｚ、ホ
ワイトクリップ周波数は９Ｍｔｌｚとなり、基本波の存
在する範囲は３〜９ＭＨｚとなる。

つまり基本波の反転周期は約３３３／２ｎｓｅｃ〜１１
１　／　２ｎｓｅｃの間で変化することになる。

第１１図りに再生ＦＭ信号、基本波信号をｉに示し、遅
延時間を１００ｎｓｅｃとした時の重畳するパルス波形
を１に、重畳した時の波形をｍに示す。

ｍを見ると、重畳されたパルスと再生波との位相関係が
周波数によってずれる。つまり基本波信号ｉが低い周波
数のときでは、パルスと基本波信号のピーク点が一致す
るが、基本波信号ｉが高い周波数のときでは、ずれてく
る、そのため、ｘ１ポイントでは零クロスが復元できず
、いわゆる黒やぶれが発生し、ｘ２ポイントでは余分に
零クロスが発生するいわゆる白やぶれが発生するのがわ
かる。

次に遅延時間を短かくし、５０ｎｓｅｃとした時のパル
ス波形を１２に、重畳した時の波形をｍ２に示す０ｍ２
を見ると、ｘ３ポイントで白やぶれが発生しているのが
わかる。さらに遅延時間を短かく設定すると、パルス波
形１２を信号りの零クロス付近に重畳することになり、
再生ＦＭ信号りの零クロス点の波形が変化し、復調後の
周波数特性に悪影響を及ぼすことが十分に考えられ、遅
延時間を単に短かく設定するのは好ましくない。

発明が解決しようとする問題点このように、従来例では再生ＦＭ変調波の基本波の零ク
ロス点の有する時間情報を本質点に別の時間情報である
ＦＭ再生信号のピーク点に重畳することに無理があり、
反転現象防止の効果がＦＭ基本波の存在するすべての周
波数範囲にわたって成立するものではなく、ＦＭ再生信
号によっては、黒やぶれ、白やぶれ等の反転現象を防止
することはできなかった。また、ＦＭ再生信号の高域の
周波数成分を減衰させて再生信号のＳ／Ｎを改善しよう
とすると反転現象がさらに発生しやすくなるという問題
があった。

問題点を解決するための手段上記問題点を解決するため、本発明の復調回路は、ＦＭ
変調波信号の基本波のピーク点を検出し、前記ピーク点
において、前記基本波と同極性の微小幅を有するパルス
を前記ＦＭ変調波信号に重畳した後、ＦＭ復調するよう
に構成したものであり、さらに再生ＦＭ信号のＣ／Ｎの
低い高域周波数成分をイコライザーにて減衰することに
より、再生信号のＳ／Ｎを改善するものである。

作用本発明は、上記した構成により、再生ＦＭ信号のピーク
点と同一の情Ｉｇから得られるパルス波形を再生ＦＭ信
号に重畳することになり、ＦＭ基本波の存在するすべて
の周波数範囲にわたって正常なＦＭ信号の零クロス点を
変化させることなく反転現象を防止することができ、さ
らに再生ＦＭ信号のＣ／Ｎの低い高域周波数成分をイコ
ライザーにて減衰することにより、再生信号のＳ／Ｎを
改善するものである。

実施例以下、本発明の一実施例について図面を参照しながら説
明する。

本発明の第１の実施例のブロック図を第１図に示し、各
部波形ａ　”−ｅに対応する波形図を第２図（Ａ）〜（
Ｅ）に示す、端子１より入力された再生ＦＭ信号ａは基
本波ピーク検出回路２へ入力される。基本波ピーク検出
回路２は、再生ＦＭ信号の基本波成分すのピーク点を示
す情報Ｃを出力する。パルス発生回路３は、信号Ｃより
ｄに示すように信号Ｃの立上りエツジでは正方向のパル
ス。

立下りエツジでは負方向のパルスを発生するものであり
、つまりパルス発生回路３は微分回路で良い、一方、再
生ＦＭ信号はイコライザー回路に入力される。イコライ
ザー回路の出力とパルス発生回路の出力ｄは加算器４に
て加算され、信号ｅが得られる。ここで、信号ｄのパル
ス発生点は信号すのピーク点と完全に一致しているため
、信号ｅでは常に波形のピーク点にパルスが重畳される
ことになる。

この信号ｅは、従来、反転現象が発生していた区間Ｚ１
．Ｚ２での零クロス点を復元しており、従来のパルスカ
ウンタ方式の復調器５に入力しても反転現象は生じず、
良好なＦＭ復調が実現されここで、イコライザー回路１
２は、基本波ピーク検出回路２やパルス発生回路３で回
路の演算やフィルタによる微小な遅れを補償する遅延回
路であり、かつ、復調信号のＳ／Ｎ改善を意図して再生
ＦＭ信号のＣ／Ｎの低い高域成分を減衰させるローパス
フィルタの特性を有するものである。つまり、従来復調
信号のＳ／Ｎ改善手段として、復調器５の前段で再生Ｆ
Ｍ信号の高域成分を減衰することが知られているが、減
衰量を大とすると反転現象が生じるため、あまり減衰量
は大きくできなかった。しかし、本発明を用いることに
より、イコライザー１２の高域の減衰量を大とし、復調
後のＳ／Ｎ改善量を大としながら反転現象を発生させな
いことが可能となる。

次に基本波のピーク点を検出する検出回路２の第１の実
施例を第３図に示し、各部波形図を第４図（Ａ）〜（Ｅ
）に示す。入力されたＦＭ再儒信号ａをバンドパスフィ
ルタＢＰＦ６を通し、ＦＭ基本波すを抜き出す。ここで
ＢＰＦの通過帯域はおおよそＦＭ信号のデビエーション
に設定される。

次に信号すのピーク値を検出するために、信号すを微分
回路７で微分し、信号ｂ２を得る。ここで、信号ｂ２の
零クロス点が信号すのピーク点を示すことになる。そこ
で信号ｂ２をリミッタ回路８によりリミッタすることに
より信号Ｃ１を得、ｃｌを反転することにより信号Ｃを
得ることができる。

ここで、リミッタ回路での極性は、再生されたＦＭ信号
と同相になるように調整されるものとする。

また、信号Ｃは第１図、第２図の信号Ｃと同一のもので
ある。

次に、微分回路７の第１の回路例を第５図（Ａ）に示す
、第５図（Ａ）は抵抗ＲとコンデンサＣによる微分回路
である。ここでＢＰＦ６と微分回路７の順序が入れかわ
っても構わない。

次に微分回路の第２の回路例を第５図（Ｂ）に示す。こ
れは微少時間ｔ１遅延する遅延回路９とコンパレータ１
０により構成されている。第５図（Ｂ）の動作を第６図
の波形図を用いて説明する。

ここで、第５図（Ｂ）と第６図（Ａ）、（Ｂ）の信号す
、ｂ３．ｃはそれぞれ対応している。ＦＭ基本波すと微
少時間ｔ１遅延した信号ｂ３をコンパレートすると、信
号Ｃが得られる。ここで、Ｃは信号すのピーク点とは微
小区間ｔ１だけずれているものであるが、ｔｌを無視で
きるだけ小さくする（たとえば２０ｎｓｅｃ）ことは可
能である。さらにコンパレータ１０の出力信号Ｃはすで
に方形波になっているため、第３図の微分回路７にこの
構成を用いた場合、第３図のリミッタ回路８は省略でき
るというメリットがある。

次に検出回路２の第２の実施例を示す。第７図。

第８図にブロック図、第９図（Ａ）〜（Ｆ）に波形図を
示す。再生ＦＭ信号ａより、ＢＰＦ６にてＦＭ基本波す
を取り出す、９０’シフト回路１１では、信号すの位相
をＦＭ基本波すの存在する帯域において９０″シフトす
る。これにより信号ｂ４が得られる。信号ｂ４の零クロ
ス点は信号すのピークポイントと一致している。つまり
、信号ｂ４をリミッタ回路８にてリミッタすることによ
り信号Ｃを得ることができる。ここで、９０′′シフト
回路１１はコンデンサと抵抗で構成することも可能であ
り、遅延素子で構成することも可能である。遅延素子を
用いて位相を９０″シフトさせる例を第８図に示す。

第８図に示した９０″シフト回路１１は一種のくし形フ
ィルタであり、時間ｔ２遅延した信号ａｌに対し、入力
信号と時間２ｔ２遅延した信号を合成した信号ａ２との
位相差が常に９０″になるものである。そこで、信号ａ
１を加算器４に送り、信号ａ２をＢＰＦ６に送り基本波
ｂ４を取り出すと、この基本波ｂ４の零クロス点は信号
ａ１のピークポイントと一致することになる。そこで、
信号ｂ４をリミッタ回路８にてリミッタすることにより
、信号Ｃを得ることができる。この第８図の構成では、
再生ＦＭ信号ａもｔ２遅れているため、第１図に示した
ブロック図と若干具なったものになっている。これは、
９０″シフト回路の構成によるものであり、本発明の本
質的な問題ではない。

また、上述した実施例において、基本波ピーク検出回路
２の構成要素であるＢＰＦ６は、その帯域が狭い程帯域
内のノイズ量が減るためにＣ／Ｎが改善され、反転現象
の改善効果が大となる。しかし、反対に狭くしすぎると
ＦＭ基本波が通過できなくなり基本波のピーク検出が不
完全になる。

そこで、再生ＦＭ信号のキャリア周波数やＣ／Ｎの状態
にあわせ、ＢＰＦの帯域が最適値になるようにアダプテ
ィブに制御するように構成してもよい、制御するための
情報としては、再生ＦＭ信号の出力レベルや記録再生装
置の記録モード（たとえばＶＴＲでは標準記録、長時間
記録か、もしくはスタンダード記録、ハイバンド記録）
等が考えられる。

また、検出回路２の第１の実施例においてＢＰＦ６の帯
域をＦＭ側帯波が入る程広くとり、さらにはＢＰＦ６を
省いてしまい、側帯波を含んだ状態のＦＭ信号のピーク
点を微分回路７によって直接検出することも可能である
。しかしこの場合、ＢＰＦでの帯域制限がないため、Ｃ
／Ｎの改善効果は無く、リミッタ回路８の出力信号Ｃの
信φ■度も上述した実施例に比べ低くなることになる。

ＢＰＦ６の帯域は、ＦＭ信号のキャリアセンターからデ
ビエーションの高域を含みつつ、できるだけ狭い方がＣ
／Ｎの点から考えて好ましい。

発明の効果以上のように本発明は、ＦＭ再生信号の基本波のピーク
点に基本波の極性と同極性のパルスを微小区間重畳して
から復調器に送ることにより、ＦＭ基本波成分が存在す
る全帯域でＦＭ基本波のピーク点にパルスが重畳するこ
とになり、正常なＦＭ信号の零クロス点を変化させるこ
とな（ＦＭ反転現象を防止することができ、さらに再生
ＦＭ信号のＣ／Ｎの低い高域周波数成分をイコライザー
にて減衰することにより、再生信号のＳ／Ｎを改善する
ものであり、ＦＭ片側帯波再生を行なうＶＴＲ等にとっ
てこの効果は極めて大なるものがある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例のブロック図、第２図は
本発明の第１の実施例の波形図、第３図は本発明の基本
波ピーク検出回路の第１の実施例のブロック図、第４図
は本発明の基本波ピーク検出回路の第１の実施例の波形
図、第５図は本発明の基本波ピーク検出回路における微
分回路の回路図、第６図は本発明の基本波ピーク検出回
路における微分回路の波形図、第７図は本発明の基本波
ピーク検出回路の第２の実施例のブロック図、第８図は
本発明の第２の実施例のブロック図、第９図は本発明の
第２の実施例の波形図、第１Ｏ図は従来例のブロック図
、第１１図は従来例の波形図である。２・・・・・・基本波ピーク検出回路、３・・・・・・
パルス発生回路、４・・・・・・加算器、５・・・・・
・復調回路、６・・・・・・バンドパスフィルタ、７・
・・・・・微分回路、８・・・・・・リミッタ回路、９
・・・・・・遅延回路、１０・・・・・・コンパレータ
、１１・・・・・・９０”シフト回路、１２・・・・・
・イコライザー回路。代理人の氏名　弁理士　中尾敏男　はが１名第１図第２図第３図第４図（εン　Ｃ第　５　図第６図Ｍ７図第８図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）ＦＭ変調波を入力とし、前記ＦＭ変調波の基本波
のピーク点を検出する基本波ピーク検出回路と、前記基
本波ピーク検出回路からの情報により微小幅を有し基本
波と同一極性のパルスを発生するパルス発生回路と、前
記ＦＭ変調波を入力とし前記基本波ピーク検出回路と前
記パルス発生回路での演算時間に対応する遅延時間を有
し、かつ周波数の高域成分を減衰させる特性であるイコ
ライザー回路と、前記イコライザー回路の出力信号と前
記パルス発生回路からの出力信号を加算する加算器とを
具備し、高域成分の減衰した前記ＦＭ変調波の基本波の
ピーク点に前記パルスが同一極性で重畳された信号であ
る前記加算器の出力をＦＭ復調することを特徴とするＦ
Ｍ復調回路。
（２）基本波ピーク検出回路は、ＦＭ変調波の基本波を
通過させるバンドパスフィルタと、前記バンドパスフィ
ルタの出力信号の位相を９０°シフトする９０°シフト
回路と、前記９０°シフト回路の出力信号をリミッタし
て零クロス点を検出するリミッタ回路より構成すること
を特徴とする特許請求の範囲第（１）項記載のＦＭ復調
回路。
（３）基本波ピーク検出回路は、ＦＭ変調波の基本波を
通過させるバンドパスフィルタと、前記バンドパスフィ
ルタの出力を微分する微分回路と、前記微分回路の出力
信号をリミッタして零クロス点を検出するためのリミッ
タ回路より、構成することを特徴とする特許請求の範囲
第（１）項記載のＦＭ復調回路。
（４）基本波ピーク検出回路は、ＦＭ変調波を微分する
微分回路と、前記微分回路の出力よりＦＭ変調波の基本
波を通過させるバンドパスフィルタと、前記バンドパス
フィルタの出力信号をリミッタして零クロス点を検出す
るためのリミッタ回路より、構成することを特徴とする
特許請求の範囲第（１）項記載のＦＭ復調回路。
（５）微分回路は、入力信号を微小時間遅延する遅延回
路と、コンパレータより構成され入力信号と遅延回路の
出力信号を前記コンパレータの２入力に入力することを
特徴とする特許請求の範囲第（４）項記載のＦＭ復調回
路。
（６）微分回路は、入力信号を微小時間遅延する遅延回
路と、コンパレータより構成され入力信号と遅延回路の
出力信号を前記コンパレータの２入力に入力することを
特徴とする特許請求の範囲第（５）項記載のＦＭ復調回
路。
（７）パルス発生回路は、コンデンサと抵抗により構成
される微分回路であることを特徴とする特許請求の範囲
第（１）項記載のＦＭ復調回路。