JP2692075B2 - Ｆｍ復調回路 - Google Patents
Ｆｍ復調回路Info
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Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、磁気記録再生装置におけるFM復調回路に関
するもので、特にFM変調度が高いFM変調波信号を再生す
る場合に発生しやすい反転現像を防止するものである。 従来の技術 民生用VTRのように低搬送波FM記録再生で、かつFM片
側帯波再生を行なう磁気記録再生装置において、FM変調
指数が大きいFM変調波信号を復調する場合、FM復調器に
おいて零クロス点が忠実に再現できず、反転現象が生じ
やすい。これは、下側帯波成分J-1のレベルがFM基本波
成分J0（ただし、ここでいうFM基本波成分とは変調波の
デビエーション全体を意味する）のレベルに比べ、大き
くなる時に発生し、さらに再生ノイズが重畳されている
場合では、ノイズの影響で、J-1＜J0の場合でも反転現
象が発生する。 従来、この反転現象を軽減する復調方式が種々提案さ
れている。たとえば、特開昭57−189311号公報に示され
ているように、再生FM信号の基本波成分をリミッタ回路
により方形波に変換し、この方形波によりパルスを発生
させ、このパルスを再生FM信号に重畳した後、第２のリ
ミッタ回路により復調するものである。これを第13図の
ブロック図、第14図（Ａ）〜（Ｊ）の波形図を用いて説
明する。 再生FM信号ｈをバンドパスフィルタ20により基本波成
分ｉを取り出し、所定時間遅延し信号ｊを得る。信号ｊ
をリミッタにかけ信号ｋを得、信号ｋよりパルス信号ｌ
を得る。ここで、信号ｌは基本波信号ｉの零クロス点の
情報を示すパルスであり、本発明と本質的に異なる点で
ある。そして、再生FM信号ｈにパルスｌを重畳すること
により信号ｍを得、変調度が高い点においても零クロス
点が存在し、反転現象は生じないというものである。 しかしながら、FM基本波を所定時間遅延した信号ｊの
零クロス点の時間情報である信号ｌと、再生FM信号波形
のピーク点との時間情報は本質的に異なった時間情報で
あるにもかかわらず、それを重畳するのはFM信号のもつ
情報を歪ませることになり、次のような問題が生じてい
た。 今、VTRでのFMアロケーションを５〜7M Hzとし、ダー
ククリップを100％，ホワイトクリップを200％とする
と、ダーククリップ周波数は3M Hz,ホワイトクリップ周
波数は9M Hzとなり、基本波の存在する範囲は３〜9M Hz
となる。 つまり基本波の反転周期は約333/2nsec〜111/2nsecの
間で変化することになる。 第14図ｈに再生FM信号，基本波信号をｉに示し、遅延
時間を100nsecとした時の重畳するパルス波形をｌに、
重畳した時の波形をｍに示す。ｍを見ると、重畳された
パルスと再生波との位相関係が周波数によってずれる。
つまり基本波信号ｉが低い周波数のときでは、パルスと
基本波信号のピーク点が一致するが、基本波信号ｉが高
い周波数のときでは、ずれてくる。そのため、χ１ポイ
ントでは零クロスが復元できず、いわゆる黒やぶれが発
生し、χ２ポイントでは余分に零クロスが発生するいわ
ゆる白やぶれが発生するのがわかる。 次に、遅延時間を短かくし、50nsecとした時のパルス
波形を12に、重畳した時の波形をm2に示す。m2を見る
と、χ３ポイントで白やぶれが発生しているのがわか
る。さらに遅延時間を短かく設定すると、パルス波形12
を信号ｈの零クロス付近に重畳することになり、再生FM
信号ｈの零クロス点の波形が変化し、復調後の周波数特
性に悪影響を及ぼすことが十分に考えられ、遅延時間を
簡単に短かく設定するのは好ましくない。 つまり、再生FM信号に、反転現象が発生する恐れのな
いときに、上記パルス波形を重畳することは無意味であ
るだけでなく、波形劣化を発生させる原因となり好まし
くない。 発明が解決しようとする問題点 このように、従来例では発生FM変調波の基本波の零ク
ロス点の有する時間情報を本質的に別の時間情報である
FM再生信号のピーク点に重畳することに無理があり、反
転現象防止の効果がFM基本波の存在するすべての周波数
範囲にわたって成立するものではなく、FM再生信号によ
っては、黒やぶれ，白やぶれ等の反転現象を防止するこ
とはできなかった。さらに、再生FM信号に、反転現象が
発生する恐れのないときに、上記パルス波形を重畳する
ことは無意味であるだけでなく、FM波形の劣化を発生さ
せる原因となっていた。 問題点を解決するための手段 上記問題点を解決するために、本発明のFM復調回路
は、FM変調波信号の基本波のピーク点を検出する基本波
ピーク検出回路と、基本波ピーク検出回路からの情報に
より微小幅を有し基本波と同一極性のパルスを発生する
パルス発生回路と、パルス発生回路からの信号の加算レ
ベルを制御回路からの情報により調整するレベル調整回
路と、反転現象が生じやすい条件の時にレベル調整回路
の出力を増加させる制御信号を出力して該レベル調整回
路を制御する制御回路と、レベル調整回路との出力とFM
変調波を加算する加算器とを具備し、FM変調波の基本波
のピーク点にパルスが同一極性で重畳され、レベル調整
回路により制御された加算器の出力をFM復調することを
特徴とするものである。 作用 本発明は、上記した構成により、再生FM信号のピーク
点と同一の情報から得られるパルス波形を再生FM信号に
重畳することになり、FM基本波の存在するすべての周波
数範囲にわたって反転現象を防止することができ、さら
に再生FM信号に重畳するパルス波形のレベルを、反転現
象が発生する恐れのないときは小とし、反転現象が発生
する恐れの大きい時は大とすることにより、FM信号の不
必要な波形劣化を発生させないものである。 実施例 以下、本発明の一実施例について図面を参照しながら
説明する。 本発明の第１の実施例のブロック図を第１図に示し、
各部波形ａ〜ｅに対応する波形図を第２図（Ａ）〜
（Ｅ）に示す。端子１より入力された再生FM信号ａは基
本波ピーク検出回路２へ入力される。基本波ピーク検出
回路２は、再生FM信号の基本波成分ｂのピーク点を示す
情報ｃを出力する。パルス発生回路３は、信号ｃよりｄ
に示すように信号ｃの立上りエッジでは正方向のパル
ス，立下りエッジでは負方向のパルスを発生するもので
あり、つまりパルス発生回路３は微分回路で良い。パル
ス発生回路３の出力ｄはレベル調整回路30にてパルスの
レベルを調整され、加算器４に送られる。ここで、レベ
ル調整回路のレベルは制御回路31にて制御される。ま
た、制御回路31の入力端子32には種々の信号が考えら
れ、後で述べる。 加算器４にて信号ａとd1が加算され、信号ｅが得られ
る。ここで、信号d1のパルス発生点は信号ｂのピーク点
と完全に一致しているため、信号ｅでは常に波形のピー
ク点にパルスが重畳されることになる。 この信号ｅは、従来、反転現象が発生していた区間Z
1,Z2での零クロス点を復元しており、従来のパルスカウ
ンタ方式の復調器５に入力しても反転現象は生じず、良
好なFM復調が実現される。 次に基本波のピーク点を検出する検出回路２の第１の
実施例のブロック図を第３図に、波形図を第４図（Ａ）
〜（Ｅ）に示す。入力されたFM再生信号ａをバンドパス
フィルタBPF6を通し、FM基本波ｂを抜き出す。ここでBP
Fの通過帯域はおおよそFM信号のデビエーションに設定
される。次に信号ｂのピーク値を検出するために、信号
ｂを微分回路７で微分し、信号b2を得る。ここで、信号
b2の零クロス点が信号ｂのピーク点を示すことになる。
そこで信号b2をリミッタ回路８によりリミッタすること
により信号c1を得、c1を反転することにより信号ｃを得
ることができる。ここで、リミッタ回路での極性は、再
生されたFM信号と同相になるよう調整されるものとす
る。また、信号ｃは第１図，第２図の信号ｃと同一のも
のである。 次に、微分回路７の第１の回路例を第５図（Ａ）に示
す。第５図（Ａ）は抵抗ＲとコンデンサＣによる微分回
路である。ここでBPF6と微分回路７の順序が入れかわっ
ても構わない。 次に微分回路の第２の回路例を第５図（Ｂ）に示す。
これは微少時間t1遅延する遅延回路９とコンパレータ10
により構成されている。第５図（Ｂ）の動作を第６図の
波形図を用いて説明する。ここで、第５図（Ｂ）と第６
図の信号b,b3,cはそれぞれ対応している。FM基本波ｂと
微少時間t1遅延した信号b3をコンパレートすると、信号
ｃが得られる。ここで、ｃは信号ｂのピーク点とは微小
区間t1だけずれているものであるが、t1を無視できるだ
け小さくする（たとえば20nsec）ことは可能である。さ
らにコンパレータ10の出力信号ｃではすでに方形波にな
っているため、第３図の微分回路７にこの構成を用いた
場合、第３図のリミッタ回路８は省略できるというメリ
ットがある。 次に、基本波ピーク検出回路２の第２の実施例を示
す。第７図，第８図にブロック図、第９図（Ａ）〜
（Ｆ）に波形図を示す。再生FM信号ａより、BPF6にてFM
基本波ｂを取り出す。90゜シフト回路11では、信号ｂの
位相をFM基本波ｂの存在する帯域において90゜シフトす
る。これにより信号b4が得られる。信号b4の零クロス点
は信号ｂのピークポンイントと一致している。つまり、
信号b4をリミッタ回路８にてリミッタすることにより信
号ｃを得ることができる。ここで、90゜シフト回路11は
コンデンサと抵抗で構成することも可能であり、遅延素
子で構成することも可能である。遅延素子を用いて位相
を90゜シフトさせる例を第８図に示す。 第８図に示した90゜シフト回路11は一種のくし形フィ
ルタであり、時間t2遅延した信号a1に対し、入力信号と
時間2t2遅延した信号を合成した信号a2との位相差が常
に90゜になるものである。そこで、信号a1を加算器４に
送り、信号a2をBPF6に送り基本波b4を取り出すと、この
基本波b4の零クロス点は信号a1のピークポイントと一致
することになる。そこで、信号b4をリミッタ回路８にて
リミッタすることにより、信号ｃを得ることができる。
この第８図の構成では、再生FM信号ａもt2遅れているた
め、第１図に示したブロック図と若干異なったものにな
っている。これは、90゜シフト回路の構成によるもので
あり、本発明の本質的な問題ではない。 次に、レベル調整回路30の一例を第10図に示す。抵抗
R1,R2とFET32で構成される。パルス発生回路３の出力信
号は端子34に入力され、端子33に入力される制御回路31
からの信号がHighのとき小なるレベルが、Lowのとき大
なるレベルが、端子35から出力されるものである。 次に、制御回路31の一実施例を第11図（Ａ）〜（Ｅ）
に示す。 （Ａ）は、記録再生装置で設定された記録時間モード
を情報とし、長時間記録モードの時、Lowを出力し、加
算レベルを増やすようにレベル調整回路を制御するもの
である。 （Ｂ）は、記録再生装置で設定された通常のFMキャリ
ア周波数か、高域にシフトしたバンドFMキャリア周波数
かを示すハイバンド記録モードを情報とし、ハイバンド
モードの時、Lowを出力し、加算レベルを増やすように
レベル調整回路を制御するものである。 （Ｃ）は、再生FM変調波を入力としFM変調波の振幅レ
ベルを検出する検出回路36により構成され、前記FM変調
の振幅レベルが小なる時、Lowを出力し、加算レベルを
増やすようにレベル調整回路を制御するものである。 （Ｄ）は、FM変調波の下側帯波を通過するローパスフ
ィルタ37と、下側帯波レベルを検出する検出回路38によ
り構成され、下側帯波レベルが大なる時、Lowを出力
し、加算レベルを増やすようにレベル調整回路を制御す
るものである。 上述した（Ａ）乃至（Ｄ）の如く、制御回路31がレベ
ル調整回路30を制御すれば、加算後の信号ｅは零クロス
点の欠落を起こしにくくなる。なぜなら、第２図（Ｄ）
の信号ｄを信号ａに加算し、信号ｅを得る訳であるか
ら、信号d1の加算レベルを増やす程、信号ｅの零クロス
点の欠落を発生させない方向に回路が働くからである。 （Ｅ）は、FM変調波のFM基本波成分（ただし、ここで
いうFM基本波成分とは変調波のデビエーション全体を意
味する）のみを強調するイコライザ回路39と、前記イコ
ライザ回路39の出力を復調する第２の復調回路40と、第
２の復調回路40の出力の低域成分を通過させるローパス
フィルタ41より構成され、ローパスフィルタ41の出力信
号レベルがFM基本波が高域であることを示すレベル、す
なわち変調後のキャリア周波数が白レベル近傍の周波数
に相当するレベルになる程、加算レベルを増やすように
出力S1を制御するものである。ここで、イコライザーは
復調回路で反転現象を発生させないために挿入される。
（Ｅ）では、映像信号の黒レベルのキャリア周波数よ
り、映像信号の白レベルのキャリア周波数が高く変調さ
れていた場合、第２の復調回路で復調した信号の白レベ
ルになる程、制御回路31の出力S1はLowになることを意
味しており、ディエンファシスをしない信号波形が望ま
しい。映像信号が白100％の時の波形を第11図（Ｆ）に
示す。 また、上述した実施例において、基本波ピーク検出回
路２の構成要素であるBPF6は、その帯域が狭い程帯域内
のノイズ量が減るためにC/Nが改善され、反転現象の改
善効果が大となる。しかし、反対に狭くしすぎるとFM基
本波が通過できなくなり基本波のピーク検出が不完全に
なる。そこで、再生FM信号のキャリア周波数やC/Nの状
態にあわせ、BPFの帯域が最適値になるようにアダプテ
ィブに制御するように構成してもよい。制御するための
情報としては、再生FM信号の出力レベルや記録再生装置
の記録モード（たとえばVTRでは標準記録，長時間記録
か、もしくはスタンダード記録，ハイバンド記録）等が
考えられる。 また、基本波ピーク検出回路２やパルス発生回路３で
回路の演算やフィルタによる微小な遅れが発生すること
が考えられる。そこで、この微小な遅れを補償するため
に第12図に示すように、加算器４の前段に一種の遅延回
路であるイコライザ回路12を挿入するのが望ましい。イ
コライザ回路12は、群遅延特性が一定で周波数特性が平
端であるのが望ましい。しかし、さらに復調信号のS/N
改善を意図して再生FM信号のC/Nの悪い高域成分を減衰
させるローパスフィルタの特性であっても構わない。つ
まり、従来復調信号のS/N改善手段として、復調器５の
前段で再生FM信号の高域成分を減衰することが知られて
いるが、を大とすると反転現象が生じるため、あまり減
衰量は大きくできなかった。しかし、本発明を用いるこ
とにより、イコライザー12の高域の減衰器を大とし、復
調後のS/N改善量を大としながら反転現象を発生させな
いことが可能とする。つまり、本発明の２次的効果とし
てS/N改善の効果も有することになる。 また、検出回路２の第１の実施例においてBPF6の帯域
をFM側帯波が入る程広くとり、さらにはBPF6を省いてし
まい、側帯波を含んだ状態のFM信号のピーク点を微分回
路７によって直接検出することも可能である。しかしこ
の場合、BPFでの帯域制限がないため、C/N改善効果はな
く、リミッタ回路８の出力信号ｃの信頼度も上述した実
施例に比べ低くなることになる。BPF6の帯域は、FM信号
のキャリアセンターからデビエーションの高域を含みつ
つ、できるだけ狭い方がC/Nの点から考えて好ましい。 発明の効果 以上のように本発明は、FM再生信号の基本波のピーク
点に基本波の極性と同極性のパルスを微小区間重畳して
から復調器に送ることにより、FM基本波成分が存在する
全帯域でFM基本波のピーク点にパルスが重畳することに
なり、正常なFM信号の零クロス点を変化させることなく
FM反転現象を防止することができるものであり、さらに
再生FM信号に重畳するパルス波形のレベルを、反転現象
が発生する恐れのないときは小とし、反転現象が発生す
る恐れの大きい時は大とすることにより、FM信号の不必
要な波形劣化を発生させないものであり、FM片側帯波再
生を行なうVTR等にとってこの効果は極めて大なるもの
がある。
するもので、特にFM変調度が高いFM変調波信号を再生す
る場合に発生しやすい反転現像を防止するものである。 従来の技術 民生用VTRのように低搬送波FM記録再生で、かつFM片
側帯波再生を行なう磁気記録再生装置において、FM変調
指数が大きいFM変調波信号を復調する場合、FM復調器に
おいて零クロス点が忠実に再現できず、反転現象が生じ
やすい。これは、下側帯波成分J-1のレベルがFM基本波
成分J0（ただし、ここでいうFM基本波成分とは変調波の
デビエーション全体を意味する）のレベルに比べ、大き
くなる時に発生し、さらに再生ノイズが重畳されている
場合では、ノイズの影響で、J-1＜J0の場合でも反転現
象が発生する。 従来、この反転現象を軽減する復調方式が種々提案さ
れている。たとえば、特開昭57−189311号公報に示され
ているように、再生FM信号の基本波成分をリミッタ回路
により方形波に変換し、この方形波によりパルスを発生
させ、このパルスを再生FM信号に重畳した後、第２のリ
ミッタ回路により復調するものである。これを第13図の
ブロック図、第14図（Ａ）〜（Ｊ）の波形図を用いて説
明する。 再生FM信号ｈをバンドパスフィルタ20により基本波成
分ｉを取り出し、所定時間遅延し信号ｊを得る。信号ｊ
をリミッタにかけ信号ｋを得、信号ｋよりパルス信号ｌ
を得る。ここで、信号ｌは基本波信号ｉの零クロス点の
情報を示すパルスであり、本発明と本質的に異なる点で
ある。そして、再生FM信号ｈにパルスｌを重畳すること
により信号ｍを得、変調度が高い点においても零クロス
点が存在し、反転現象は生じないというものである。 しかしながら、FM基本波を所定時間遅延した信号ｊの
零クロス点の時間情報である信号ｌと、再生FM信号波形
のピーク点との時間情報は本質的に異なった時間情報で
あるにもかかわらず、それを重畳するのはFM信号のもつ
情報を歪ませることになり、次のような問題が生じてい
た。 今、VTRでのFMアロケーションを５〜7M Hzとし、ダー
ククリップを100％，ホワイトクリップを200％とする
と、ダーククリップ周波数は3M Hz,ホワイトクリップ周
波数は9M Hzとなり、基本波の存在する範囲は３〜9M Hz
となる。 つまり基本波の反転周期は約333/2nsec〜111/2nsecの
間で変化することになる。 第14図ｈに再生FM信号，基本波信号をｉに示し、遅延
時間を100nsecとした時の重畳するパルス波形をｌに、
重畳した時の波形をｍに示す。ｍを見ると、重畳された
パルスと再生波との位相関係が周波数によってずれる。
つまり基本波信号ｉが低い周波数のときでは、パルスと
基本波信号のピーク点が一致するが、基本波信号ｉが高
い周波数のときでは、ずれてくる。そのため、χ１ポイ
ントでは零クロスが復元できず、いわゆる黒やぶれが発
生し、χ２ポイントでは余分に零クロスが発生するいわ
ゆる白やぶれが発生するのがわかる。 次に、遅延時間を短かくし、50nsecとした時のパルス
波形を12に、重畳した時の波形をm2に示す。m2を見る
と、χ３ポイントで白やぶれが発生しているのがわか
る。さらに遅延時間を短かく設定すると、パルス波形12
を信号ｈの零クロス付近に重畳することになり、再生FM
信号ｈの零クロス点の波形が変化し、復調後の周波数特
性に悪影響を及ぼすことが十分に考えられ、遅延時間を
簡単に短かく設定するのは好ましくない。 つまり、再生FM信号に、反転現象が発生する恐れのな
いときに、上記パルス波形を重畳することは無意味であ
るだけでなく、波形劣化を発生させる原因となり好まし
くない。 発明が解決しようとする問題点 このように、従来例では発生FM変調波の基本波の零ク
ロス点の有する時間情報を本質的に別の時間情報である
FM再生信号のピーク点に重畳することに無理があり、反
転現象防止の効果がFM基本波の存在するすべての周波数
範囲にわたって成立するものではなく、FM再生信号によ
っては、黒やぶれ，白やぶれ等の反転現象を防止するこ
とはできなかった。さらに、再生FM信号に、反転現象が
発生する恐れのないときに、上記パルス波形を重畳する
ことは無意味であるだけでなく、FM波形の劣化を発生さ
せる原因となっていた。 問題点を解決するための手段 上記問題点を解決するために、本発明のFM復調回路
は、FM変調波信号の基本波のピーク点を検出する基本波
ピーク検出回路と、基本波ピーク検出回路からの情報に
より微小幅を有し基本波と同一極性のパルスを発生する
パルス発生回路と、パルス発生回路からの信号の加算レ
ベルを制御回路からの情報により調整するレベル調整回
路と、反転現象が生じやすい条件の時にレベル調整回路
の出力を増加させる制御信号を出力して該レベル調整回
路を制御する制御回路と、レベル調整回路との出力とFM
変調波を加算する加算器とを具備し、FM変調波の基本波
のピーク点にパルスが同一極性で重畳され、レベル調整
回路により制御された加算器の出力をFM復調することを
特徴とするものである。 作用 本発明は、上記した構成により、再生FM信号のピーク
点と同一の情報から得られるパルス波形を再生FM信号に
重畳することになり、FM基本波の存在するすべての周波
数範囲にわたって反転現象を防止することができ、さら
に再生FM信号に重畳するパルス波形のレベルを、反転現
象が発生する恐れのないときは小とし、反転現象が発生
する恐れの大きい時は大とすることにより、FM信号の不
必要な波形劣化を発生させないものである。 実施例 以下、本発明の一実施例について図面を参照しながら
説明する。 本発明の第１の実施例のブロック図を第１図に示し、
各部波形ａ〜ｅに対応する波形図を第２図（Ａ）〜
（Ｅ）に示す。端子１より入力された再生FM信号ａは基
本波ピーク検出回路２へ入力される。基本波ピーク検出
回路２は、再生FM信号の基本波成分ｂのピーク点を示す
情報ｃを出力する。パルス発生回路３は、信号ｃよりｄ
に示すように信号ｃの立上りエッジでは正方向のパル
ス，立下りエッジでは負方向のパルスを発生するもので
あり、つまりパルス発生回路３は微分回路で良い。パル
ス発生回路３の出力ｄはレベル調整回路30にてパルスの
レベルを調整され、加算器４に送られる。ここで、レベ
ル調整回路のレベルは制御回路31にて制御される。ま
た、制御回路31の入力端子32には種々の信号が考えら
れ、後で述べる。 加算器４にて信号ａとd1が加算され、信号ｅが得られ
る。ここで、信号d1のパルス発生点は信号ｂのピーク点
と完全に一致しているため、信号ｅでは常に波形のピー
ク点にパルスが重畳されることになる。 この信号ｅは、従来、反転現象が発生していた区間Z
1,Z2での零クロス点を復元しており、従来のパルスカウ
ンタ方式の復調器５に入力しても反転現象は生じず、良
好なFM復調が実現される。 次に基本波のピーク点を検出する検出回路２の第１の
実施例のブロック図を第３図に、波形図を第４図（Ａ）
〜（Ｅ）に示す。入力されたFM再生信号ａをバンドパス
フィルタBPF6を通し、FM基本波ｂを抜き出す。ここでBP
Fの通過帯域はおおよそFM信号のデビエーションに設定
される。次に信号ｂのピーク値を検出するために、信号
ｂを微分回路７で微分し、信号b2を得る。ここで、信号
b2の零クロス点が信号ｂのピーク点を示すことになる。
そこで信号b2をリミッタ回路８によりリミッタすること
により信号c1を得、c1を反転することにより信号ｃを得
ることができる。ここで、リミッタ回路での極性は、再
生されたFM信号と同相になるよう調整されるものとす
る。また、信号ｃは第１図，第２図の信号ｃと同一のも
のである。 次に、微分回路７の第１の回路例を第５図（Ａ）に示
す。第５図（Ａ）は抵抗ＲとコンデンサＣによる微分回
路である。ここでBPF6と微分回路７の順序が入れかわっ
ても構わない。 次に微分回路の第２の回路例を第５図（Ｂ）に示す。
これは微少時間t1遅延する遅延回路９とコンパレータ10
により構成されている。第５図（Ｂ）の動作を第６図の
波形図を用いて説明する。ここで、第５図（Ｂ）と第６
図の信号b,b3,cはそれぞれ対応している。FM基本波ｂと
微少時間t1遅延した信号b3をコンパレートすると、信号
ｃが得られる。ここで、ｃは信号ｂのピーク点とは微小
区間t1だけずれているものであるが、t1を無視できるだ
け小さくする（たとえば20nsec）ことは可能である。さ
らにコンパレータ10の出力信号ｃではすでに方形波にな
っているため、第３図の微分回路７にこの構成を用いた
場合、第３図のリミッタ回路８は省略できるというメリ
ットがある。 次に、基本波ピーク検出回路２の第２の実施例を示
す。第７図，第８図にブロック図、第９図（Ａ）〜
（Ｆ）に波形図を示す。再生FM信号ａより、BPF6にてFM
基本波ｂを取り出す。90゜シフト回路11では、信号ｂの
位相をFM基本波ｂの存在する帯域において90゜シフトす
る。これにより信号b4が得られる。信号b4の零クロス点
は信号ｂのピークポンイントと一致している。つまり、
信号b4をリミッタ回路８にてリミッタすることにより信
号ｃを得ることができる。ここで、90゜シフト回路11は
コンデンサと抵抗で構成することも可能であり、遅延素
子で構成することも可能である。遅延素子を用いて位相
を90゜シフトさせる例を第８図に示す。 第８図に示した90゜シフト回路11は一種のくし形フィ
ルタであり、時間t2遅延した信号a1に対し、入力信号と
時間2t2遅延した信号を合成した信号a2との位相差が常
に90゜になるものである。そこで、信号a1を加算器４に
送り、信号a2をBPF6に送り基本波b4を取り出すと、この
基本波b4の零クロス点は信号a1のピークポイントと一致
することになる。そこで、信号b4をリミッタ回路８にて
リミッタすることにより、信号ｃを得ることができる。
この第８図の構成では、再生FM信号ａもt2遅れているた
め、第１図に示したブロック図と若干異なったものにな
っている。これは、90゜シフト回路の構成によるもので
あり、本発明の本質的な問題ではない。 次に、レベル調整回路30の一例を第10図に示す。抵抗
R1,R2とFET32で構成される。パルス発生回路３の出力信
号は端子34に入力され、端子33に入力される制御回路31
からの信号がHighのとき小なるレベルが、Lowのとき大
なるレベルが、端子35から出力されるものである。 次に、制御回路31の一実施例を第11図（Ａ）〜（Ｅ）
に示す。 （Ａ）は、記録再生装置で設定された記録時間モード
を情報とし、長時間記録モードの時、Lowを出力し、加
算レベルを増やすようにレベル調整回路を制御するもの
である。 （Ｂ）は、記録再生装置で設定された通常のFMキャリ
ア周波数か、高域にシフトしたバンドFMキャリア周波数
かを示すハイバンド記録モードを情報とし、ハイバンド
モードの時、Lowを出力し、加算レベルを増やすように
レベル調整回路を制御するものである。 （Ｃ）は、再生FM変調波を入力としFM変調波の振幅レ
ベルを検出する検出回路36により構成され、前記FM変調
の振幅レベルが小なる時、Lowを出力し、加算レベルを
増やすようにレベル調整回路を制御するものである。 （Ｄ）は、FM変調波の下側帯波を通過するローパスフ
ィルタ37と、下側帯波レベルを検出する検出回路38によ
り構成され、下側帯波レベルが大なる時、Lowを出力
し、加算レベルを増やすようにレベル調整回路を制御す
るものである。 上述した（Ａ）乃至（Ｄ）の如く、制御回路31がレベ
ル調整回路30を制御すれば、加算後の信号ｅは零クロス
点の欠落を起こしにくくなる。なぜなら、第２図（Ｄ）
の信号ｄを信号ａに加算し、信号ｅを得る訳であるか
ら、信号d1の加算レベルを増やす程、信号ｅの零クロス
点の欠落を発生させない方向に回路が働くからである。 （Ｅ）は、FM変調波のFM基本波成分（ただし、ここで
いうFM基本波成分とは変調波のデビエーション全体を意
味する）のみを強調するイコライザ回路39と、前記イコ
ライザ回路39の出力を復調する第２の復調回路40と、第
２の復調回路40の出力の低域成分を通過させるローパス
フィルタ41より構成され、ローパスフィルタ41の出力信
号レベルがFM基本波が高域であることを示すレベル、す
なわち変調後のキャリア周波数が白レベル近傍の周波数
に相当するレベルになる程、加算レベルを増やすように
出力S1を制御するものである。ここで、イコライザーは
復調回路で反転現象を発生させないために挿入される。
（Ｅ）では、映像信号の黒レベルのキャリア周波数よ
り、映像信号の白レベルのキャリア周波数が高く変調さ
れていた場合、第２の復調回路で復調した信号の白レベ
ルになる程、制御回路31の出力S1はLowになることを意
味しており、ディエンファシスをしない信号波形が望ま
しい。映像信号が白100％の時の波形を第11図（Ｆ）に
示す。 また、上述した実施例において、基本波ピーク検出回
路２の構成要素であるBPF6は、その帯域が狭い程帯域内
のノイズ量が減るためにC/Nが改善され、反転現象の改
善効果が大となる。しかし、反対に狭くしすぎるとFM基
本波が通過できなくなり基本波のピーク検出が不完全に
なる。そこで、再生FM信号のキャリア周波数やC/Nの状
態にあわせ、BPFの帯域が最適値になるようにアダプテ
ィブに制御するように構成してもよい。制御するための
情報としては、再生FM信号の出力レベルや記録再生装置
の記録モード（たとえばVTRでは標準記録，長時間記録
か、もしくはスタンダード記録，ハイバンド記録）等が
考えられる。 また、基本波ピーク検出回路２やパルス発生回路３で
回路の演算やフィルタによる微小な遅れが発生すること
が考えられる。そこで、この微小な遅れを補償するため
に第12図に示すように、加算器４の前段に一種の遅延回
路であるイコライザ回路12を挿入するのが望ましい。イ
コライザ回路12は、群遅延特性が一定で周波数特性が平
端であるのが望ましい。しかし、さらに復調信号のS/N
改善を意図して再生FM信号のC/Nの悪い高域成分を減衰
させるローパスフィルタの特性であっても構わない。つ
まり、従来復調信号のS/N改善手段として、復調器５の
前段で再生FM信号の高域成分を減衰することが知られて
いるが、を大とすると反転現象が生じるため、あまり減
衰量は大きくできなかった。しかし、本発明を用いるこ
とにより、イコライザー12の高域の減衰器を大とし、復
調後のS/N改善量を大としながら反転現象を発生させな
いことが可能とする。つまり、本発明の２次的効果とし
てS/N改善の効果も有することになる。 また、検出回路２の第１の実施例においてBPF6の帯域
をFM側帯波が入る程広くとり、さらにはBPF6を省いてし
まい、側帯波を含んだ状態のFM信号のピーク点を微分回
路７によって直接検出することも可能である。しかしこ
の場合、BPFでの帯域制限がないため、C/N改善効果はな
く、リミッタ回路８の出力信号ｃの信頼度も上述した実
施例に比べ低くなることになる。BPF6の帯域は、FM信号
のキャリアセンターからデビエーションの高域を含みつ
つ、できるだけ狭い方がC/Nの点から考えて好ましい。 発明の効果 以上のように本発明は、FM再生信号の基本波のピーク
点に基本波の極性と同極性のパルスを微小区間重畳して
から復調器に送ることにより、FM基本波成分が存在する
全帯域でFM基本波のピーク点にパルスが重畳することに
なり、正常なFM信号の零クロス点を変化させることなく
FM反転現象を防止することができるものであり、さらに
再生FM信号に重畳するパルス波形のレベルを、反転現象
が発生する恐れのないときは小とし、反転現象が発生す
る恐れの大きい時は大とすることにより、FM信号の不必
要な波形劣化を発生させないものであり、FM片側帯波再
生を行なうVTR等にとってこの効果は極めて大なるもの
がある。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の第１の実施例のブロック図、第２図は
本発明の第１の実施例の波形図、第３図は本発明の基本
波ピーク検出回路の第１の実施例のブロック図、第４図
は本発明の基本波ピーク検出回路の第１の実施例の波形
図、第５図は本発明の基本波ピーク検出回路における微
分回路の回路図、第６図は本発明の基本波ピーク検出回
路における微分回路の波形図、第７図は本発明の基本波
ピーク検出回路の第２の実施例のブロック図、第８図は
本発明の第２の実施例のブロック図、第９図は本発明の
第２の実施例の波形図、第10図は本発明のレベル調整回
路のブロック図、第11図は本発明の制御回路のブロック
図と波形図、第12図は本発明の第３の実施例のブロック
図、第13図従来例のブロック図、第14図は従来例の波形
図である。 ２……基本波ピーク検出回路、３……パルス発生回路、
４……加算器、５……復調回路、６……バンドパスフィ
ルタ、７……微分回路、８……リミッタ回路、９……遅
延回路、10……コンパレータ、11……90゜シフト回路、
12……イコライザー回路、30……レベル調整回路、31…
…制御回路、32……FET、36,38……検出回路、39……イ
コライザー回路、40……復調回路、37,41……ローパス
フィルタ。
本発明の第１の実施例の波形図、第３図は本発明の基本
波ピーク検出回路の第１の実施例のブロック図、第４図
は本発明の基本波ピーク検出回路の第１の実施例の波形
図、第５図は本発明の基本波ピーク検出回路における微
分回路の回路図、第６図は本発明の基本波ピーク検出回
路における微分回路の波形図、第７図は本発明の基本波
ピーク検出回路の第２の実施例のブロック図、第８図は
本発明の第２の実施例のブロック図、第９図は本発明の
第２の実施例の波形図、第10図は本発明のレベル調整回
路のブロック図、第11図は本発明の制御回路のブロック
図と波形図、第12図は本発明の第３の実施例のブロック
図、第13図従来例のブロック図、第14図は従来例の波形
図である。 ２……基本波ピーク検出回路、３……パルス発生回路、
４……加算器、５……復調回路、６……バンドパスフィ
ルタ、７……微分回路、８……リミッタ回路、９……遅
延回路、10……コンパレータ、11……90゜シフト回路、
12……イコライザー回路、30……レベル調整回路、31…
…制御回路、32……FET、36,38……検出回路、39……イ
コライザー回路、40……復調回路、37,41……ローパス
フィルタ。
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 １．FM変調波信号の基本波のピーク点を検出する基本波
ピーク検出回路と、前記基本波ピーク検出回路からの情
報により微小幅を有し基本波と同一極性のパルスを発生
するパルス発生回路と、前記パルス発生回路からの信号
の加算レベルを制御回路からの情報により調整するレベ
ル調整回路と、反転現象が生じやすい条件の時に前記レ
ベル調整回路の出力を増加させる制御信号を出力して該
レベル調整回路を制御する制御回路と、前記レベル調整
回路との出力と前記FM変調波を加算する加算器とを具備
し、前記FM変調波の基本波のピーク点に前記パルスが同
一極性で重畳され、前記レベル調整回路により制御され
た前記加算器の出力を、FM復調することを特徴とするFM
復調回路。 ２．制御回路は、記録再生装置で設定された記録時間モ
ードを情報とし、長時間記録モードの時、加算レベルを
増やすようにレベル調整回路を制御することを特徴とす
る特許請求の範囲第（１）項記載のFM復調回路。 ３．制御回路は、記録再生装置で設定された通常のFMキ
ャリア周波数か、高域にシフトしたハイバンドFMキャリ
ア周波数かを示すハイバンド記録モードを情報とし、ハ
イバンドモードの時、加算レベルを増やすようにレベル
調整回路を制御することを特徴とする特許請求の範囲第
（１）項記載のFM復調回路。 ４．制御回路は、FM変調波の振幅レベルを検出する検出
回路を有し、前記FM変調波の振幅レベルが小なる時、加
算レベルを増やすようにレベル調整回路を制御すること
を特徴とする特許請求の範囲第（１）項記載のFM復調回
路。 ５．制御回路は、FM変調波のFM基本波成分のみを強調す
るイコライザ回路、前記イコライザ回路の出力を復調す
る第２の復調回路と、第２の復調回路の出力の低域成分
を通過させるローパスフィルタより構成され、前記ロー
パスフィルタの出力信号レベルがFM基本波が高域である
ことを示すレベルになる程、加算レベルを増やすように
レベル調整回路を制御することを特徴とする特許請求の
範囲第（１）項記載のFM復調回路。 ６．制御回路は、FM変調波の下側帯域レベルを検出し、
下側帯域レベルが大なる程、加算レベルを増やすように
レベル調整回路を制御することを特徴とする特許請求の
範囲第（１）項記載のFM復調回路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62115054A JP2692075B2 (ja) | 1987-05-12 | 1987-05-12 | Ｆｍ復調回路 |
| DE3854309T DE3854309T2 (de) | 1987-04-30 | 1988-04-29 | Frequenz-Demodulationsschaltung. |
| EP88303923A EP0289346B1 (en) | 1987-04-30 | 1988-04-29 | Frequency demodulation circuit |
| KR1019880005003A KR910003438B1 (ko) | 1987-04-30 | 1988-04-30 | Fm복조회로 |
| US07/189,169 US4994928A (en) | 1987-04-30 | 1988-05-02 | Frequency demodulation circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62115054A JP2692075B2 (ja) | 1987-05-12 | 1987-05-12 | Ｆｍ復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63279465A JPS63279465A (ja) | 1988-11-16 |
| JP2692075B2 true JP2692075B2 (ja) | 1997-12-17 |
Family
ID=14653036
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62115054A Expired - Fee Related JP2692075B2 (ja) | 1987-04-30 | 1987-05-12 | Ｆｍ復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2692075B2 (ja) |
-
1987
- 1987-05-12 JP JP62115054A patent/JP2692075B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63279465A (ja) | 1988-11-16 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |