JPH083939B2 - Ｆｍ復調回路 - Google Patents
Ｆｍ復調回路Info
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- JPH083939B2 JPH083939B2 JP63233912A JP23391288A JPH083939B2 JP H083939 B2 JPH083939 B2 JP H083939B2 JP 63233912 A JP63233912 A JP 63233912A JP 23391288 A JP23391288 A JP 23391288A JP H083939 B2 JPH083939 B2 JP H083939B2
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- signal
- demodulation
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
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- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/04—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal by counting or integrating cycles of oscillations
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/76—Television signal recording
- H04N5/91—Television signal processing therefor
- H04N5/92—Transformation of the television signal for recording, e.g. modulation, frequency changing; Inverse transformation for playback
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
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- H04N5/93—Regeneration of the television signal or of selected parts thereof
- H04N5/931—Regeneration of the television signal or of selected parts thereof for restoring the level of the reproduced signal
- H04N5/9315—Regeneration of the television signal or of selected parts thereof for restoring the level of the reproduced signal the level control being frequency dependent
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Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、磁気記録再生装置におけるFM復調回路に関
するもので、特にFM変調度が高いFM変調波信号を再生す
る場合に発生しやすい反転現象を防止するものである。
するもので、特にFM変調度が高いFM変調波信号を再生す
る場合に発生しやすい反転現象を防止するものである。
従来の技術 民生用VTRのように低搬送波FM記録再生で、かつFM片
側帯波再生を行なう磁気記録再生装置において、FM変調
指数が大きいFM変調波信号を復調する場合、FM復調器に
おいて零クロス点が忠実に再現できず、反転現象が生じ
やすい。これは、下側帯波成分J1のレベルがFM基本波成
分J0のレベルに比べ、大きくなる時に発生し、さらに再
生ノイズが重畳されている場合では、ノイズの影響で、
J1＜J0の場合でも反転現象が発生する。
側帯波再生を行なう磁気記録再生装置において、FM変調
指数が大きいFM変調波信号を復調する場合、FM復調器に
おいて零クロス点が忠実に再現できず、反転現象が生じ
やすい。これは、下側帯波成分J1のレベルがFM基本波成
分J0のレベルに比べ、大きくなる時に発生し、さらに再
生ノイズが重畳されている場合では、ノイズの影響で、
J1＜J0の場合でも反転現象が発生する。
従来、この反転現象を軽減する復調方式が種々提案さ
れている。例えば、特開昭57−189311号公報に示されて
いるように、再生FM信号の基本波成分をリミッタ回路に
より方形波に変換し、この方形波によりパルスを発生さ
せ、このパルスを再生FM信号に重畳した後、第２のリミ
ッタ回路により復調するものである。これを第17図のブ
ロック図、第18図（Ａ）〜（Ｊ）の波形図を用いて説明
する。
れている。例えば、特開昭57−189311号公報に示されて
いるように、再生FM信号の基本波成分をリミッタ回路に
より方形波に変換し、この方形波によりパルスを発生さ
せ、このパルスを再生FM信号に重畳した後、第２のリミ
ッタ回路により復調するものである。これを第17図のブ
ロック図、第18図（Ａ）〜（Ｊ）の波形図を用いて説明
する。
再生FM信号ｈをバンドパスフィルタ20により基本波成
分ｉを取り出し、所定時間遅延し信号ｊを得る。信号Ｊ
をリミッタにかけ信号ｋを得、信号ｋよりパルス信号ｌ
を得る。ここで、信号ｌは基本波信号ｊの零クロス点の
情報をパルスであり、本発明と本質的に異なる点であ
る。そして、再生FM信号ｈにパルスｌを重畳することに
より信号ｍを得、変調度が高い点においても零クロス点
が存在し、反転現象は生じないというものである。
分ｉを取り出し、所定時間遅延し信号ｊを得る。信号Ｊ
をリミッタにかけ信号ｋを得、信号ｋよりパルス信号ｌ
を得る。ここで、信号ｌは基本波信号ｊの零クロス点の
情報をパルスであり、本発明と本質的に異なる点であ
る。そして、再生FM信号ｈにパルスｌを重畳することに
より信号ｍを得、変調度が高い点においても零クロス点
が存在し、反転現象は生じないというものである。
しかしながら、FM基本波を所定時間遅延した信号ｊの
零クロス点の時間情報である信号ｌと、再生FM信号波形
のピーク点との時間情報は本質的に異なった時間情報で
あるにもかかわらず、それを重畳するのはFM信号のもつ
情報を歪ませることになり、次のような問題が生じてい
た。
零クロス点の時間情報である信号ｌと、再生FM信号波形
のピーク点との時間情報は本質的に異なった時間情報で
あるにもかかわらず、それを重畳するのはFM信号のもつ
情報を歪ませることになり、次のような問題が生じてい
た。
今、VTRでのFMアロケーションを５〜7MHzとし、ダー
ククリップを100％、ホワイトクリップを200％とする
と、ダーククリップ周波数は3MHz,ホワイトクリップ周
波数は9MHzとなり、基本波の存在する範囲は３〜9MHzと
なる。
ククリップを100％、ホワイトクリップを200％とする
と、ダーククリップ周波数は3MHz,ホワイトクリップ周
波数は9MHzとなり、基本波の存在する範囲は３〜9MHzと
なる。
つまり基本波の反転周期は約333/2nsec〜111/2nsecの
間で変化することになる。
間で変化することになる。
第18図ｈに再生FM信号，基本波信号をｉに示し、遅延
時間を100nsecとした時の重畳するパルス波形をｌに、
重畳した時の波形をｍに示す。ｍを見ると、重畳された
パルスと再生波との位相関係が周波数によってずれる。
つまり基本波信号ｉが低い周波数のときでは、パルスと
基本波信号のピーク点が一致するが、基本波信号ｉが高
い周波数のときでは、ずれてくる。そのため、x1ポイン
トでは零クロスが復元できず、いわゆる黒やぶれが発生
し、x2ポイントでは余分に零クロスが発生するいわゆる
白やぶれが発生するのがわかる。
時間を100nsecとした時の重畳するパルス波形をｌに、
重畳した時の波形をｍに示す。ｍを見ると、重畳された
パルスと再生波との位相関係が周波数によってずれる。
つまり基本波信号ｉが低い周波数のときでは、パルスと
基本波信号のピーク点が一致するが、基本波信号ｉが高
い周波数のときでは、ずれてくる。そのため、x1ポイン
トでは零クロスが復元できず、いわゆる黒やぶれが発生
し、x2ポイントでは余分に零クロスが発生するいわゆる
白やぶれが発生するのがわかる。
次に遅延時間を短かくし、50nsecとした時のパルス波
形を12に、重畳した時の波形をm2に示す。m2を見ると、
x3ポイントで白やぶれが発生しているのがわかる。さら
に遅延時間を短かく設定すると、パルス波形12を信号ｈ
の零クロス付近に重畳することにより、再生FM信号ｈの
零クロス点の波形が変化し、復調後の周波数特性に悪影
響を及ぼすことが十分に考えられ、遅延時間を単に短か
く設定するのは好ましくない。
形を12に、重畳した時の波形をm2に示す。m2を見ると、
x3ポイントで白やぶれが発生しているのがわかる。さら
に遅延時間を短かく設定すると、パルス波形12を信号ｈ
の零クロス付近に重畳することにより、再生FM信号ｈの
零クロス点の波形が変化し、復調後の周波数特性に悪影
響を及ぼすことが十分に考えられ、遅延時間を単に短か
く設定するのは好ましくない。
つまり、再生FM信号に、反転現象が発生する恐れの無
いときに、上記パルス波形を重畳することは無意味であ
るだけでなく、再生FM信号のC/N劣化や復調信号のS/N劣
化，波形劣化を発生させる原因となり好ましくない。
いときに、上記パルス波形を重畳することは無意味であ
るだけでなく、再生FM信号のC/N劣化や復調信号のS/N劣
化，波形劣化を発生させる原因となり好ましくない。
さらに、上記パルス波形を再生FM信号に重畳するとい
うことは、再生FM信号の最大振幅が増大することを意味
し、IC等の振幅値に制限のある系においてFM信号の最大
振幅の増大は大きな問題となっていた。
うことは、再生FM信号の最大振幅が増大することを意味
し、IC等の振幅値に制限のある系においてFM信号の最大
振幅の増大は大きな問題となっていた。
発明が解決しようとする課題 このように、従来例では再生FM変調波の基本波の零ク
ロス点の有する時間情報を本質点に別の時間情報である
FM再生信号のピーク点に重畳することに無理があり、反
転現象防止の効果がFM基本波の存在するすべての周波数
範囲にわたって成立するものでは無く、FM再生信号によ
っては、黒やぶれ、白やぶれ等の反転現象を防止するこ
とはできなかった。さらに、再生FM信号に、反転現象が
発生する恐れのないときに、上記パルス波形を重畳する
ことは無意味であるだけでなく、FM復調波形の劣化を発
生させる原因となっていた。さらに、IC等の振幅値に制
限のある系においてFM信号の最大振幅の増大は大きな問
題となっていた。
ロス点の有する時間情報を本質点に別の時間情報である
FM再生信号のピーク点に重畳することに無理があり、反
転現象防止の効果がFM基本波の存在するすべての周波数
範囲にわたって成立するものでは無く、FM再生信号によ
っては、黒やぶれ、白やぶれ等の反転現象を防止するこ
とはできなかった。さらに、再生FM信号に、反転現象が
発生する恐れのないときに、上記パルス波形を重畳する
ことは無意味であるだけでなく、FM復調波形の劣化を発
生させる原因となっていた。さらに、IC等の振幅値に制
限のある系においてFM信号の最大振幅の増大は大きな問
題となっていた。
課題を解決するための手段 上記課題を解決するため、本発明の復調回路は、FM変
調波のピーク点を検出するピーク検出回路と、前記ピー
ク検出回路からの情報により微小幅を有しFM変調波と逆
極性のパルスを発生するパルス発生回路と、差動入力型
リミッタ回路を有する復調回路により構成され、前記FM
変調波と前記パルス発生回路からの出力を前記差動入力
型リミッタ回路の２つの差動入力に入力しリミッタを行
なった後FM復調するものであり、さらに、パルス発生回
路からの出力の出力レベルを制御回路からの情報により
調整するレベル調整回路と、レベル調整回路を制御する
制御回路を備え、レベル調整回路の出力とFM変調波を前
記差動入力型リミッタ回路の２つの差動入力に入力しリ
ミッタを行なった後FM復調するように構成したものであ
る。
調波のピーク点を検出するピーク検出回路と、前記ピー
ク検出回路からの情報により微小幅を有しFM変調波と逆
極性のパルスを発生するパルス発生回路と、差動入力型
リミッタ回路を有する復調回路により構成され、前記FM
変調波と前記パルス発生回路からの出力を前記差動入力
型リミッタ回路の２つの差動入力に入力しリミッタを行
なった後FM復調するものであり、さらに、パルス発生回
路からの出力の出力レベルを制御回路からの情報により
調整するレベル調整回路と、レベル調整回路を制御する
制御回路を備え、レベル調整回路の出力とFM変調波を前
記差動入力型リミッタ回路の２つの差動入力に入力しリ
ミッタを行なった後FM復調するように構成したものであ
る。
作用 本発明は、上記した構成により、FM基本波の存在する
すべての周波数範囲にわたって反転現象を防止すること
ができ、さらに再生FM信号に重畳するパルス波形のレベ
ルを、反転現象が発生する恐れの無いときは小とし、反
転現象が発生する恐れの大きい時は大とすることによ
り、FM信号の不必要な波形劣化を発生させないものであ
り、さらに再生FM信号の最大振幅値を増大させることが
ないため、IC等の振幅値に制限のある系において極めて
大きな効果を発揮するものである。
すべての周波数範囲にわたって反転現象を防止すること
ができ、さらに再生FM信号に重畳するパルス波形のレベ
ルを、反転現象が発生する恐れの無いときは小とし、反
転現象が発生する恐れの大きい時は大とすることによ
り、FM信号の不必要な波形劣化を発生させないものであ
り、さらに再生FM信号の最大振幅値を増大させることが
ないため、IC等の振幅値に制限のある系において極めて
大きな効果を発揮するものである。
実施例 以下、本発明の一実施例について図面を参照しながら
説明する。
説明する。
本発明の第１の実施例のブロック図を第１図に示し、
各部波形ａ〜ｅに対応する波形図（Ａ）〜（Ｅ）に示
す。端子１より入力された再生FM信号ａは基本波ピーク
検出回路２へ入力される。基本波ピーク検出回路２は、
再生FM信号の基本波成分ｂのピーク点を示す情報ｃを出
力する。パルス発生回路３は、信号ｃよりｄに示すよう
に信号ｃの立上りエッジでは正方向のパルス，立下りエ
ッジでは負方向のパルスを発生するものであり、つまり
パルス発生回路３は微分回路で良い。ここで、信号ｄの
パルス発生点は信号ｂのピーク点と完全に一致してい
る。
各部波形ａ〜ｅに対応する波形図（Ａ）〜（Ｅ）に示
す。端子１より入力された再生FM信号ａは基本波ピーク
検出回路２へ入力される。基本波ピーク検出回路２は、
再生FM信号の基本波成分ｂのピーク点を示す情報ｃを出
力する。パルス発生回路３は、信号ｃよりｄに示すよう
に信号ｃの立上りエッジでは正方向のパルス，立下りエ
ッジでは負方向のパルスを発生するものであり、つまり
パルス発生回路３は微分回路で良い。ここで、信号ｄの
パルス発生点は信号ｂのピーク点と完全に一致してい
る。
そして信号ａと信号ｄを復調回路５に入力する。復調
回路５は差動入力型リミッタ回路４とパルスカウント回
路42より構成されている。リミッタ回路４の２つの差動
入力に信号ａとｄが入力されることにより信号ｅが得ら
れる。この信号ｅは信号ｄを入力しない時、つまり従来
の出力ｆに比べて反転現象が発生していた区間Z1での零
クロス点を復元しているため反転現象は生じず、良好な
FM復調が実現される。
回路５は差動入力型リミッタ回路４とパルスカウント回
路42より構成されている。リミッタ回路４の２つの差動
入力に信号ａとｄが入力されることにより信号ｅが得ら
れる。この信号ｅは信号ｄを入力しない時、つまり従来
の出力ｆに比べて反転現象が発生していた区間Z1での零
クロス点を復元しているため反転現象は生じず、良好な
FM復調が実現される。
次に基本波のピーク点を検出する検出回路２の第１の
実施例を第３図に示し、各部波形を第４図（Ａ）〜
（Ｄ）に示す。入力されたFM再生信号ａをバンドパスフ
ィルタBPF6を通し、FM基本波ｂを抜き出す。ここでBPF
の通過帯域はおおよそFM信号のデビエーションに設定さ
れる。次に信号ｂのピーク値を検出するために、信号ｂ
を微分回路７で微分し、信号b2を得る。ここで、信号b2
の零クロス点が信号ｂのピーク点を示すことになる。そ
こで信号b2をリミッタ回路８によりリミッタすることに
より信号ｃを得ることができる。ここで、信号ｃは第１
図，第２図の信号ｃと同一のものである。またBPF6と微
分回路７の順序が入れかわっても構わない。
実施例を第３図に示し、各部波形を第４図（Ａ）〜
（Ｄ）に示す。入力されたFM再生信号ａをバンドパスフ
ィルタBPF6を通し、FM基本波ｂを抜き出す。ここでBPF
の通過帯域はおおよそFM信号のデビエーションに設定さ
れる。次に信号ｂのピーク値を検出するために、信号ｂ
を微分回路７で微分し、信号b2を得る。ここで、信号b2
の零クロス点が信号ｂのピーク点を示すことになる。そ
こで信号b2をリミッタ回路８によりリミッタすることに
より信号ｃを得ることができる。ここで、信号ｃは第１
図，第２図の信号ｃと同一のものである。またBPF6と微
分回路７の順序が入れかわっても構わない。
次に、微分回路７の第１の回路例を第５図Ａに示す。
第５図Ａは抵抗ＲとコンデンサＣによる微分回路であ
る。
第５図Ａは抵抗ＲとコンデンサＣによる微分回路であ
る。
次に微分回路の第２の回路例を第５図Ｂに示す。これ
は微小時間t1遅延する遅延回路９とコンパレータ10によ
り構成されている。第５図Ｂの動作を第６図の波形図を
用いて説明する。ここで、第５図Ｂと第６図（Ａ），
（Ｂ）に示す信号b,b3,はそれぞれ対応している。FM基
本波ｂと微少時間t1遅延した信号b3をコンパレートする
と、信号ｃが得られる。ここで、ｃは信号ｂのピーク点
とは最大で微小区間t1だげずれているものであるが、t1
を無視できるだけ小さくする（例えば20nsec）ことは可
能である。さらにコンパレータ10の出力信号ｃはすでに
方形波になっているため、第３図の微分回路７にこの構
成を用いた場合、第３図のリミッタ回路８は省略できる
というメリットがある。
は微小時間t1遅延する遅延回路９とコンパレータ10によ
り構成されている。第５図Ｂの動作を第６図の波形図を
用いて説明する。ここで、第５図Ｂと第６図（Ａ），
（Ｂ）に示す信号b,b3,はそれぞれ対応している。FM基
本波ｂと微少時間t1遅延した信号b3をコンパレートする
と、信号ｃが得られる。ここで、ｃは信号ｂのピーク点
とは最大で微小区間t1だげずれているものであるが、t1
を無視できるだけ小さくする（例えば20nsec）ことは可
能である。さらにコンパレータ10の出力信号ｃはすでに
方形波になっているため、第３図の微分回路７にこの構
成を用いた場合、第３図のリミッタ回路８は省略できる
というメリットがある。
次に検出回路２の第２の実施例を示す。第７図、にブ
ロック図，第８図（Ａ）〜（Ｄ）に波形図を示す。再生
FM信号ａより、BPF6にてFM基本波ｂを取り出す。90°シ
フト回路11では、信号ｂの位相をFM基本波ｂの存在する
帯域において90°シフトする。これにより信号b4が得ら
れる。信号b4の零クロス点は信号ｂのピークポイントと
一致している。つまり、信号b4をリミッタ回路８にてリ
ミッタすることにより信号ｃを得ることができる。ここ
で、90°シフト回路11はコンデンサと抵抗で構成するこ
とも可能であり、遅延素子で構成することも可能であ
る。遅延素子を用いて位相を90°シフトさせる例を第７
図（Ｂ）に示す。
ロック図，第８図（Ａ）〜（Ｄ）に波形図を示す。再生
FM信号ａより、BPF6にてFM基本波ｂを取り出す。90°シ
フト回路11では、信号ｂの位相をFM基本波ｂの存在する
帯域において90°シフトする。これにより信号b4が得ら
れる。信号b4の零クロス点は信号ｂのピークポイントと
一致している。つまり、信号b4をリミッタ回路８にてリ
ミッタすることにより信号ｃを得ることができる。ここ
で、90°シフト回路11はコンデンサと抵抗で構成するこ
とも可能であり、遅延素子で構成することも可能であ
る。遅延素子を用いて位相を90°シフトさせる例を第７
図（Ｂ）に示す。
第８図に示した90°シフト回路11は一種のくし形フィ
ルタであり、時間t2遅延した信号a1に対し、入力信号と
時間2t2遅延した信号を合成した信号a2との位相差が常
に90°になるものである。そこで、信号a1を復調回路５
にあるリミッタ回路４に送り、信号a2をBPF6に送り基本
波b4を取り出すと、この基本波b4の零クロス点は信号a1
のピークポイントと一致することになる。そこで、信号
b4をリミッタ回路８にてリミッタすることにより、信号
ｃを得ることができる。ここで、極性はリミッタ回路８
で調整するものとする。この第８図の構成では、再生FM
信号a1もt2遅れているため、第１図に示したブロック図
と若干異なったものになっている。これは、90°シフト
回路の構成によるものであり、本発明の本質的な問題で
はない。
ルタであり、時間t2遅延した信号a1に対し、入力信号と
時間2t2遅延した信号を合成した信号a2との位相差が常
に90°になるものである。そこで、信号a1を復調回路５
にあるリミッタ回路４に送り、信号a2をBPF6に送り基本
波b4を取り出すと、この基本波b4の零クロス点は信号a1
のピークポイントと一致することになる。そこで、信号
b4をリミッタ回路８にてリミッタすることにより、信号
ｃを得ることができる。ここで、極性はリミッタ回路８
で調整するものとする。この第８図の構成では、再生FM
信号a1もt2遅れているため、第１図に示したブロック図
と若干異なったものになっている。これは、90°シフト
回路の構成によるものであり、本発明の本質的な問題で
はない。
次に、本発明の第２の一実施例について図面を参照し
ながら説明する。
ながら説明する。
本発明の第２の実施例のブロック図を第９図に示し、
各部波形ａ〜ｆに対応する波形図を第10図（Ａ）〜
（Ｅ）に示す。ここで第１の実施例と同様の動作の説明
は略する。パルス発生回路３の出力ｄはレベル調整回路
30にてパルスのレベルを調整され、リミッタ回路４に送
られる。ここで、レベル調整回路30のレベルは制御回路
31にて制御される。また、制御回路31の入力端子32には
種々の信号が考えられ、これについては後で述べる。
各部波形ａ〜ｆに対応する波形図を第10図（Ａ）〜
（Ｅ）に示す。ここで第１の実施例と同様の動作の説明
は略する。パルス発生回路３の出力ｄはレベル調整回路
30にてパルスのレベルを調整され、リミッタ回路４に送
られる。ここで、レベル調整回路30のレベルは制御回路
31にて制御される。また、制御回路31の入力端子32には
種々の信号が考えられ、これについては後で述べる。
リミッタ回路４にて信号ｅが得られる。
この信号ｅは、信号d1を入力しない時の出力、つまり
従来の出力ｆにおいて反転現象が発生していた区間Z1で
の零クロス点が復元されているため反転現象は生じず、
良好なFM復調が実現される。
従来の出力ｆにおいて反転現象が発生していた区間Z1で
の零クロス点が復元されているため反転現象は生じず、
良好なFM復調が実現される。
また、もともと反転現象の心配の無い場合、レベル調
整回路30で信号ｄのレベルを小さく、さらには０にする
ため、復調信号の波形劣化を発生させることは無い。
整回路30で信号ｄのレベルを小さく、さらには０にする
ため、復調信号の波形劣化を発生させることは無い。
次に、レベル調整回路30の一例を第11図に示す。抵抗
R1、R2とFET32で構成される。パルス発生回路３の出力
信号は端子34に入力され、端子33に入力される制御回路
31からの信号がHighのとき小なるレベルが、Lowのとき
大なるレベルが、端子35から出力されるものである。
R1、R2とFET32で構成される。パルス発生回路３の出力
信号は端子34に入力され、端子33に入力される制御回路
31からの信号がHighのとき小なるレベルが、Lowのとき
大なるレベルが、端子35から出力されるものである。
次に、制御回路31の一実施例を第12図（Ａ）〜（Ｅ）
示す。
示す。
（Ａ）は、記録再生装置で設定された記録時間モードを
情報とし、長時間モードの時、Lowを出力し、信号レベ
ルを増やすようにレベル調整回路を制御するものであ
る。
情報とし、長時間モードの時、Lowを出力し、信号レベ
ルを増やすようにレベル調整回路を制御するものであ
る。
（Ｂ）は、記録再生装置で設定された通常のFMキャリア
周波数か、高域にシフトしたハイバンドFMキャリア周波
数かを示すハイバンド記録モードを情報とし、ハイバン
ドモードの時、Lowを出力し、信号レベルを増やすよう
にレベル調整回路を制御するものである。
周波数か、高域にシフトしたハイバンドFMキャリア周波
数かを示すハイバンド記録モードを情報とし、ハイバン
ドモードの時、Lowを出力し、信号レベルを増やすよう
にレベル調整回路を制御するものである。
（Ｃ）は、再生FM変調波を入力としFM変調波の振幅レベ
ルを検出する検出回路36により構成され、前記FM変調の
振幅レベルが小なる時、Lowを出力し、信号レベルを増
やすようにレベル調整回路を制御するものである。
ルを検出する検出回路36により構成され、前記FM変調の
振幅レベルが小なる時、Lowを出力し、信号レベルを増
やすようにレベル調整回路を制御するものである。
（Ｄ）は、FM変調波の下側帯波を通過するローパスフィ
ルタ37と、下側帯波レベルを検出する検出回路38により
構成され、下側帯波レベルが大なる時、Lowを出力し、
信号レベルを増やすようにレベル調整回路を制御するも
のである。
ルタ37と、下側帯波レベルを検出する検出回路38により
構成され、下側帯波レベルが大なる時、Lowを出力し、
信号レベルを増やすようにレベル調整回路を制御するも
のである。
（Ｅ）は、FM変調波のFM基本波成分のみを強調するイコ
ライザ回路39と、前記イコライザ回路39の出力を復調す
る第２の復調回路40と、第２の復調回路40の出力の低減
成分を通過させるローパスフィルタ41より構成され、ロ
ーパスフィルタ41の出力信号レベルがFM基本波が高域で
あることを示すレベルになる程、信号レベルを増やすよ
うに出力S1を制御するものである。ここで、イコライザ
ーは復調回路40で反転現象を発生させないために挿入さ
れる。
ライザ回路39と、前記イコライザ回路39の出力を復調す
る第２の復調回路40と、第２の復調回路40の出力の低減
成分を通過させるローパスフィルタ41より構成され、ロ
ーパスフィルタ41の出力信号レベルがFM基本波が高域で
あることを示すレベルになる程、信号レベルを増やすよ
うに出力S1を制御するものである。ここで、イコライザ
ーは復調回路40で反転現象を発生させないために挿入さ
れる。
（Ｅ）では、映像信号の黒レベルのキャリア周波数よ
り、映像信号の白レベルのキャリア周波数が高く変調さ
れていた場合、第２の復調回路で復調した信号の白レベ
ルになる程、制御回路31の出力S1はLowになることを意
味しており、ディエンファシスをしない信号波形が望ま
しい。映像信号が白100％の時の波形を第11図（Ｆ）に
示す。
り、映像信号の白レベルのキャリア周波数が高く変調さ
れていた場合、第２の復調回路で復調した信号の白レベ
ルになる程、制御回路31の出力S1はLowになることを意
味しており、ディエンファシスをしない信号波形が望ま
しい。映像信号が白100％の時の波形を第11図（Ｆ）に
示す。
また、上述した第1,及び第２の実施例において、基本
波ピーク検出回路２の構成要素であるBPF6は、その帯域
が狭い程帯域内のノイズ量が減るためにC/Nが改善さ
れ、反転現象の改善効果が大となる。しかし、反対に狭
くしすぎるとFM基本波が通過できなくなり基本波のピー
ク検出が不完全になる。そこで、再生FM信号のキャリア
周波数やC/Nの状態にあわせ、BPFの帯域が最適値になる
ようにアダプティブに制御するように構成してもよい。
制御するための情報としては、再生FM信号の出力レベル
や記録再生装置の記録モード（たとえばVTRでは標準記
録，長時間記録か，もしくはスタンダード記録，ハイバ
ンド記録）等が考えられる。
波ピーク検出回路２の構成要素であるBPF6は、その帯域
が狭い程帯域内のノイズ量が減るためにC/Nが改善さ
れ、反転現象の改善効果が大となる。しかし、反対に狭
くしすぎるとFM基本波が通過できなくなり基本波のピー
ク検出が不完全になる。そこで、再生FM信号のキャリア
周波数やC/Nの状態にあわせ、BPFの帯域が最適値になる
ようにアダプティブに制御するように構成してもよい。
制御するための情報としては、再生FM信号の出力レベル
や記録再生装置の記録モード（たとえばVTRでは標準記
録，長時間記録か，もしくはスタンダード記録，ハイバ
ンド記録）等が考えられる。
次に、第３の実施例を示す。基本波ピーク検出回路２
やパルス発生回路３で回路の演算やフィルタによる微小
な遅れが発生することが考えられる。そこで、この微小
な遅れを補償するために第13図，第14図に示すように、
復調回路５の前段に一種の遅延回路であるイコライザ回
路12を挿入するのが望ましい。イコライザ回路12は、群
遅延特性が一定で周波数特性が平端であるのが望まし
い。しかし、さらに復調信号のS/N改善を意図して再生F
M信号のC/Nの悪い高域成分を減衰させるローパスフィル
タの特性であっても構わない。つまり、従来復調信号の
S/N改善手段として、復調器５の前段で再生FM信号の高
域成分を減衰することが知られているが、減衰量を大と
すると反転現象が生じるため、あまり減衰量は大きくで
きなかった。しかし、本発明を用いることにより、イコ
ライザ回路12の高域の減衰器を大とし、復調後のS/N改
善量を大としながら反転現象を発生させないことが可能
となる。つまり、本発明の効果としてS/N改善の効果も
有することになる。
やパルス発生回路３で回路の演算やフィルタによる微小
な遅れが発生することが考えられる。そこで、この微小
な遅れを補償するために第13図，第14図に示すように、
復調回路５の前段に一種の遅延回路であるイコライザ回
路12を挿入するのが望ましい。イコライザ回路12は、群
遅延特性が一定で周波数特性が平端であるのが望まし
い。しかし、さらに復調信号のS/N改善を意図して再生F
M信号のC/Nの悪い高域成分を減衰させるローパスフィル
タの特性であっても構わない。つまり、従来復調信号の
S/N改善手段として、復調器５の前段で再生FM信号の高
域成分を減衰することが知られているが、減衰量を大と
すると反転現象が生じるため、あまり減衰量は大きくで
きなかった。しかし、本発明を用いることにより、イコ
ライザ回路12の高域の減衰器を大とし、復調後のS/N改
善量を大としながら反転現象を発生させないことが可能
となる。つまり、本発明の効果としてS/N改善の効果も
有することになる。
また、検出回路２においてBPF6の帯域をFM側帯波が入
る程広くとり、さらにはBPF6を省いてしまい、側帯波を
含んだ状態のFM信号のピーク点を微分回路７によって直
接検出することも可能である。この場合、復調信号の波
形劣化はさらに改善されるがBPF6での帯域制限がないた
め、C/Nの改善効果は無く、リミッタ回路８の出力信号
ｃの信頼度も上述した実施例に比べ低くなることにな
る。
る程広くとり、さらにはBPF6を省いてしまい、側帯波を
含んだ状態のFM信号のピーク点を微分回路７によって直
接検出することも可能である。この場合、復調信号の波
形劣化はさらに改善されるがBPF6での帯域制限がないた
め、C/Nの改善効果は無く、リミッタ回路８の出力信号
ｃの信頼度も上述した実施例に比べ低くなることにな
る。
次に、第４の実施例を第15図に示す。第1,第２の実施
例での信号ｄは、FM基本波ｂの奇数次の高調波成分を反
転した信号と考えることができる。そこで、高調波発生
回路13の出力信号ｄとFM信号ａを復調回路５に送ること
により本発明と同様の効果を得ることができる。ここ
で、高調波発生回路13の一例は、第15図に示すように基
本波ピーク検出回路２とパルス発生回路３で構成され、
動作は第1,第２の実施例と同様である。また第15図の各
部の波形図を第16図（Ａ）〜（Ｄ）に示しているが、こ
の波形も第１、第２の実施例と同様であるので説明を略
する。また実施例ではVTRの復調回路について述べたが
これに限定されるものでは無く、ディスク,FM放送等のF
M復調回路すべてに対し本発明が有効であることはいう
までもない。
例での信号ｄは、FM基本波ｂの奇数次の高調波成分を反
転した信号と考えることができる。そこで、高調波発生
回路13の出力信号ｄとFM信号ａを復調回路５に送ること
により本発明と同様の効果を得ることができる。ここ
で、高調波発生回路13の一例は、第15図に示すように基
本波ピーク検出回路２とパルス発生回路３で構成され、
動作は第1,第２の実施例と同様である。また第15図の各
部の波形図を第16図（Ａ）〜（Ｄ）に示しているが、こ
の波形も第１、第２の実施例と同様であるので説明を略
する。また実施例ではVTRの復調回路について述べたが
これに限定されるものでは無く、ディスク,FM放送等のF
M復調回路すべてに対し本発明が有効であることはいう
までもない。
発明の効果 以上のように本発明は、FM変調波のピーク点を検出す
るピーク検出回路と、前記ピーク検出回路からの情報に
より微小幅を有しFM変調波と逆極性のパルスを発生する
パルス発生回路と、差動入力型リミッタ回路を有する復
調回路により構成され、前記FM変調波と前記パルス発生
回路からの出力を前記差動入力型リミッタ回路の２つの
差動入力に入力しリミッタを行なった後FM復調するもの
であり、さらに、パルス発生回路からの出力の出力レベ
ルを制御回路からの情報により調整するレベル調整回路
と、レベル調整回路を制御する制御回路を備えレベル調
整回路の出力とFM変調波を前記差動入力型リミッタ回路
の２つの差動入力に入力しリミッタを行なった後FM復調
するように構成したものである。
るピーク検出回路と、前記ピーク検出回路からの情報に
より微小幅を有しFM変調波と逆極性のパルスを発生する
パルス発生回路と、差動入力型リミッタ回路を有する復
調回路により構成され、前記FM変調波と前記パルス発生
回路からの出力を前記差動入力型リミッタ回路の２つの
差動入力に入力しリミッタを行なった後FM復調するもの
であり、さらに、パルス発生回路からの出力の出力レベ
ルを制御回路からの情報により調整するレベル調整回路
と、レベル調整回路を制御する制御回路を備えレベル調
整回路の出力とFM変調波を前記差動入力型リミッタ回路
の２つの差動入力に入力しリミッタを行なった後FM復調
するように構成したものである。
これにより、正常なFM信号の零クロス点を変化させる
ことなくFM反転現象を防止することができるものであ
り、さらに再生FM信号に重畳するパルス波形のレベル
を、反転現象が発生する恐れの無いときは小とし、反転
現象が発生する恐れの大きい時は大とすることにより、
FM信号の不必要な波形劣化を発生させないものであり、
さらにはFM再生信号の最大振幅を増大することがないた
めIC等の系において非常に有利であり、FM片側帯波再生
を行なうVTR等にとってこの効果は極めて大なるもので
ある。
ことなくFM反転現象を防止することができるものであ
り、さらに再生FM信号に重畳するパルス波形のレベル
を、反転現象が発生する恐れの無いときは小とし、反転
現象が発生する恐れの大きい時は大とすることにより、
FM信号の不必要な波形劣化を発生させないものであり、
さらにはFM再生信号の最大振幅を増大することがないた
めIC等の系において非常に有利であり、FM片側帯波再生
を行なうVTR等にとってこの効果は極めて大なるもので
ある。
第１図は本発明の第１の実施例のブロック図、第２図は
本発明の第１の実施例の波形図、第３図は本発明の基本
波ピーク検出回路の第１の実施例のブロック図、第４図
は本発明の基本波ピーク検出回路の第１の実施例の波形
図、第５図は本発明の基本波ピーク検出回路における微
分回路の回路図、第６図は本発明の基本波ピーク検出回
路における微分回路の波形図、第７図は本発明の基本波
ピーク検出回路の第２の実施例のブロック図、第８図は
第７図の各部の波形図、第９図は本発明の第２の実施例
のブロック図、第10図は本発明の第２の実施例の波形
図、第11図は本発明のレベル調整回路の回路図、第12図
は本発明の制御回路のブロック図と波形図、第13図、第
14図は本発明の第３の実施例のブロック図、第15図は本
発明の第４の実施例のブロック図、第16図は本発明の第
４の実施例の波形図、第17図は従来例のブロック図、第
18図は従来例の波形図である。 ２……基本波ピーク検出回路、３……パルス発生回路、
４……差動入力型リミッタ回路、５……復調回路、６…
…バンドパスフィルタ、７……微分回路、８……リミッ
タ回路、９……遅延回路、10……コンパレータ、11……
90°シフト回路、12……イコライザー回路、13……高調
波発生回路、30……レベル調整回路、31……制御回路、
32……FET、36,38……検出回路、39……イコライザー回
路、40……復調回路、37,41……ローパスフィルタ、42
……パルスカウント回路。
本発明の第１の実施例の波形図、第３図は本発明の基本
波ピーク検出回路の第１の実施例のブロック図、第４図
は本発明の基本波ピーク検出回路の第１の実施例の波形
図、第５図は本発明の基本波ピーク検出回路における微
分回路の回路図、第６図は本発明の基本波ピーク検出回
路における微分回路の波形図、第７図は本発明の基本波
ピーク検出回路の第２の実施例のブロック図、第８図は
第７図の各部の波形図、第９図は本発明の第２の実施例
のブロック図、第10図は本発明の第２の実施例の波形
図、第11図は本発明のレベル調整回路の回路図、第12図
は本発明の制御回路のブロック図と波形図、第13図、第
14図は本発明の第３の実施例のブロック図、第15図は本
発明の第４の実施例のブロック図、第16図は本発明の第
４の実施例の波形図、第17図は従来例のブロック図、第
18図は従来例の波形図である。 ２……基本波ピーク検出回路、３……パルス発生回路、
４……差動入力型リミッタ回路、５……復調回路、６…
…バンドパスフィルタ、７……微分回路、８……リミッ
タ回路、９……遅延回路、10……コンパレータ、11……
90°シフト回路、12……イコライザー回路、13……高調
波発生回路、30……レベル調整回路、31……制御回路、
32……FET、36,38……検出回路、39……イコライザー回
路、40……復調回路、37,41……ローパスフィルタ、42
……パルスカウント回路。
Claims (16)
- 【請求項１】FM変調波のピーク点を検出するピーク検出
回路と、前記ピーク検出回路からの情報により微小幅を
有し前記FM変調波と逆極性のパルスを発生するパルス発
生回路と、差動入力型リミッタ回路を有する復調回路に
より構成され、前記FM変調波と前記パルス発生回路から
の出力を前記差動入力型リミッタ回路の２つの差動入力
に入力しリミッタ動作を行なった後FM復調することを特
徴とするFM復調回路。 - 【請求項２】ピーク検出回路は、FM変調波を微分する微
分回路と、前記微分回路の出力信号をリミッタして零ク
ロス点を検出するためのリミッタ回路より構成すること
を特徴とする請求項（１）記載のFM復調回路。 - 【請求項３】FM変調波の基本波のピーク点を検出する基
本波ピーク検出回路と、前記基本波ピーク検出回路から
の情報により微小幅を有し前記基本波と逆極性のパルス
を発生するパルス発生回路と、差動入力型リミッタ回路
を有する復調回路により構成され、前記FM変調波と前記
パルス発生回路からの出力を前記差動入力型リミッタ回
路の２つの差動入力に入力しリミッタ動作を行なった後
FM復調することを特徴とするFM復調回路。 - 【請求項４】基本波ピーク検出回路は、FM変調波の基本
波を通過させるバンドパスフィルタと、前記バンドパス
フィルタの出力信号の位相を90°シフトする90°シフト
回路と、前記90°シフト回路の出力信号をリミッタして
零クロス点を検出するリミッタ回路より構成することを
特徴とする請求項（３）記載のFM復調回路。 - 【請求項５】基本波ピーク検出回路は、FM変調波の基本
波を通過させるバンドパスフィルタと、前記バンドパス
フィルタの出力を微分する微分回路と、前記微分回路の
出力信号をリミッタして零クロス点を検出するためのリ
ミッタ回路より、構成することを特徴とする請求項
（３）記載のFM復調回路。 - 【請求項６】FM変調波信号の基本波のピーク点を検出す
る基本波ピーク検出回路と、前記基本波ピーク検出回路
からの情報により微小幅を有し基本波と逆極性のパルス
を発生するパルス発生回路と、前記パルス発生回路から
の出力信号のレベルを制御回路からの情報により調整す
るレベル調整回路と、前記レベル調整回路を制御する制
御回路と、差動入力型リミッタ回路を有する復調回路に
より構成され、前記FM変調波と前記パルス発生回路から
の出力を前記差動入力型リミッタ回路の２つの差動入力
に入力しリミッタ動作を行なった後FM復調することを特
徴とするFM復調回路。 - 【請求項７】FM変調波をピーク検出回路もしくは基本波
ピーク検出回路と、パルス発生回路での演算時間に対応
する遅延時間を有するイコライザー回路を通過させた
後、差動入力型リミッタ回路へ入力することを特徴とす
る請求項（１），（３），または（６）のいずれかに記
載のFM復調回路。 - 【請求項８】イコライザー回路は、FM変調波の周波数の
高域成分を減衰させる特性であることを特徴とする請求
項（７）記載のFM復調回路。 - 【請求項９】微分回路は、入力信号を微小時間遅延する
遅延回路と、コンパレータより構成され、入力信号と遅
延回路の出力信号を前記コンパレータの２入力に入力し
微分信号を得ることを特徴とする請求項（２）または
（５）のいずれかに記載のFM復調回路。 - 【請求項１０】パルス発生回路は、コンデンサと抵抗に
より構成される微分回路であることを特徴とする請求項
（１），（３），または（６）のいずれかに記載のFM復
調回路。 - 【請求項１１】制御回路は、記録再生装置で設定された
記録時間モードを情報とし、長時間記録モードの時、信
号レベルを増やすようにレベル調整回路を制御すること
を特徴とする請求項（６）記載のFM復調回路。 - 【請求項１２】制御回路は、記録再生装置で設定された
通常のFMキャリア周波数か、高域にシフトしたハイバン
ドFMキャリア周波数かを示すハイバンド記録モードを情
報とし、ハイバンドモードの時、信号レベルを増やすよ
うにレベル調整回路を制御することを特徴とする請求項
（６）記載のFM復調回路。 - 【請求項１３】制御回路は、FM変調波の振幅レベルを検
出する検出回路を有し、前記FM変調の振幅レベルが小な
る時、信号レベルを増やすようにレベル調整回路を制御
することを特徴とする請求項（６）記載のFM復調回路。 - 【請求項１４】制御回路は、FM変調波のFM基本波成分の
みを強調するイコライザ回路と、前記イコライザ回路の
出力を復調する第２の復調回路と、第２の復調回路の出
力の低減成分を通過させるローパスフィルタより構成さ
れ、前記ローパスフィルタの出力信号レベルがFM基本波
が高域であることを示すレベルになる程、信号レベルを
増やすようにレベル調整回路を制御することを特徴とす
る請求項（６）記載のFM復調回路。 - 【請求項１５】制御回路は、FM変調波の下側帯波レベル
を検出し、下側帯波レベルが大なる程、信号レベルを増
やすようにレベル調整回路を制御することを特徴とする
請求項（６）記載のFM復調回路。 - 【請求項１６】FM変調波信号よりFM基本波を検出し、前
記FM基本波の奇数次の高調波成分の逆相を高調波発生回
路にて生成し、前記高調波発生回路の出力信号と前記FM
変調波信号を差動入力型リミッタ回路の２つの差動入力
に入力し、リミッタ動作を行なった後FM復調することを
特徴とするFM復調回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63233912A JPH083939B2 (ja) | 1988-09-19 | 1988-09-19 | Ｆｍ復調回路 |
| DE68921125T DE68921125T2 (de) | 1988-09-19 | 1989-09-18 | Frequenzdemodulationsschaltung. |
| EP89309466A EP0360537B1 (en) | 1988-09-19 | 1989-09-18 | Frequency demodulation circuit |
| US07/408,220 US4959620A (en) | 1988-09-19 | 1989-09-18 | Frequency demodulation circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63233912A JPH083939B2 (ja) | 1988-09-19 | 1988-09-19 | Ｆｍ復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0281366A JPH0281366A (ja) | 1990-03-22 |
| JPH083939B2 true JPH083939B2 (ja) | 1996-01-17 |
Family
ID=16962537
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63233912A Expired - Fee Related JPH083939B2 (ja) | 1988-09-19 | 1988-09-19 | Ｆｍ復調回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4959620A (ja) |
| EP (1) | EP0360537B1 (ja) |
| JP (1) | JPH083939B2 (ja) |
| DE (1) | DE68921125T2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0399758B1 (en) * | 1989-05-25 | 1996-07-17 | Sony Corporation | FM-demodulating apparatus |
| EP0433032A3 (en) * | 1989-12-15 | 1992-08-05 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Signal reproducing apparatus |
| JPH03237656A (ja) * | 1990-02-15 | 1991-10-23 | Sony Corp | Ｆｍ復調装置 |
| US6445732B1 (en) * | 1998-09-23 | 2002-09-03 | Conexant Systems, Inc. | Dynamic range reduction circuitry for a digital communications receiver |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5214951B1 (ja) * | 1970-09-22 | 1977-04-25 | ||
| US3748586A (en) * | 1972-05-02 | 1973-07-24 | Collins Radio Co | Frequency discriminator utilizing mechanical filter |
| US4064361A (en) * | 1975-12-31 | 1977-12-20 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Correlative timing recovery in digital data transmission systems |
| JPS5715505A (en) * | 1980-07-03 | 1982-01-26 | Toshiba Corp | Fm demodulation circuit |
| JPS57189311A (en) * | 1981-05-14 | 1982-11-20 | Olympus Optical Co Ltd | Fm demodulating system |
| DE3854309T2 (de) * | 1987-04-30 | 1996-04-04 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Frequenz-Demodulationsschaltung. |
-
1988
- 1988-09-19 JP JP63233912A patent/JPH083939B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1989
- 1989-09-18 EP EP89309466A patent/EP0360537B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-09-18 US US07/408,220 patent/US4959620A/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-09-18 DE DE68921125T patent/DE68921125T2/de not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0360537A3 (en) | 1990-07-04 |
| DE68921125D1 (de) | 1995-03-23 |
| EP0360537A2 (en) | 1990-03-28 |
| EP0360537B1 (en) | 1995-02-15 |
| DE68921125T2 (de) | 1995-09-21 |
| US4959620A (en) | 1990-09-25 |
| JPH0281366A (ja) | 1990-03-22 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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