JPH0792981B2

JPH0792981B2 - 反転現像防止回路

Info

Publication number: JPH0792981B2
Application number: JP1119249A
Authority: JP
Inventors: 英俊三嶋; 恵司畠中
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1988-05-12
Filing date: 1989-05-12
Publication date: 1995-10-09
Anticipated expiration: 2010-10-09
Also published as: GB2218876B; DE3915454A1; GB8910817D0; DE3915454C2; GB2218876A; JPH0349074A; US5185679A

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］この発明は、映像信号をFM変調して記録再生する映像信
号記録再生装置におけるFM復調装置において、FM変調度
が高く記録された場合の再生FM変調波のゼロクロスの欠
落を防止してFM復調信号の反転現象を防止するようにな
した反転現象防止回路に関するものである。

［従来の技術］第29図は映像信号記録再生装置の再生系のブロツク回路
図で、磁気テープ（29）からビデオヘツド（30）により
再生した微弱な再生FM信号をアンプ（31）で増幅し、RF
イコライザ回路（32）（以下、RF EQ回路と称す）で周
波数特性を補正し、リミツタ回路（33）（以下、LIM回
路と称す）により振幅制限し、FM復調器（34）（以下、
FM DEMOD）によりFM復調し、デイエンフアシス回路（3
5）により映像信号に再生している。

上記のような映像信号記録再生装置において、映像信号
が例えば第30図（ｄ）に示したように、黒レベルから白
レベルに変化する画面の映像信号の場合は第30図（ｂ）
のような波形となり、なんら問題はないけれども、FM復
調された映像信号の場合は第30図（ａ）に示したような
波形になり、第30図（ｃ）に示すような反転現象を生ず
る問題が起こる。

このような反転現象の原因について以下に説明する。

映像信号記録再生装置においては、電磁変換特性により
FM波の下側が強調される。FM波の上側波に比して下側波
が強調されると、ゼロクロス点の欠落を生じる。

第29図におけるLIM回路（33）は、このゼロクロス点を
検出しており、ゼロクロス点に欠落を生じると、LIM回
路（33）の出力に正常なFM波が出力されない。このLIM
回路（33）の出力をFM復調すると、正常な映像信号が得
られず、急峻なレベルの低下が発生し、第30図（ａ）に
示したような波形になる。すなわち、ゼロクロス点の欠
落が反転現象を招く。

従来、このような反転現象を防止する反転現象防止回路
として、「NHKホームビデオ技術」（横山克哉著、日本
放送出版協会編）のP98〜P100に記載されているDL-FM方
式と呼ばれる反転現象防止回路が知られている。

第31図はこのDL-FM方式の反転現象防止回路のブロツク
図である。同図において、（36）は高域通過フイルタ
（以下、HPFと称す）、（37）は第１のLIM回路、（39）
は低域通過フイルタ（以下、LPFと称す）、（40）は加
算器、（38）は加算する信号の位相合わせをおこなう位
相器（以下、EQと称す）、（41）は第２のLIM回路であ
る。

次に、上記構成の動作について、第32図の信号波形図を
参照して説明する。

第32図（ａ）は記録されるFM波であり、このFM波が電磁
変換系を通過することによつて起こつた下側波強調効果
により、第32図（ｂ）のように、上側波に比して下側波
が強調されて再生された再生FM波となる。上記記録され
るFM波の各ゼロクロス点にＡ〜Ｊの符号を付す。

上記のように下側波が強調された再生FM波（ｂ）では、
ゼロクロス点Ｅおよびゼロクロス点Ｆが欠落しており、
このままFM復調すると反転現象が生ずる。

つぎに、HPF（36）を通過した再生FM波（ｂ）は上側波
が強調されて、ゼロクロス点の欠落しない第32図（ｃ）
の波形の信号となり、この信号（ｃ）が第１のLIM回路
（37）により振幅を制限され第32図（ｄ）の波形の信号
になる。ただし、映像信号記録再生装置では、一般に上
側波の方がC/N比が悪いため、上側波を強調して得た信
号（ｄ）は、ノイズにより本来のゼロクロス点から少し
ずれた信号となつてしまう。また、ゼロクロス点のずれ
は、他の原因もあり、それについては後述する。

FM波におけるゼロクロス点のずれは、復調後S/N比の劣
化になる。このため、上記信号（ｄ）をそのままFM復調
すると、S/N比の悪い再生映像信号になる。他方、再生F
M波（ｂ）はLPF（39）に入力され、下側波が強調されて
ノイズによるゼロクロス点のずれが非常に少ない第32図
（ｅ）のような波形の信号が得られる。

この信号（ｅ）はEQ（38）により上記信号（ｄ）と位相
合わせされ、つづいて、加算器（40）により加算されて
第32図（ｆ）に示すような波形の信号になる。これは、
信号（ｄ）に比しノイズによるゼロクロス点のずれが小
さくなるため、信号（ｄ）を復調した場合より信号
（ｆ）を振幅制限した第32図（ｇ）に示すような信号を
復調した方がS/N比の良い再生信号を得ることができ
る。

すなわち、この従来例は、ゼロクロス点ＥおよびＦの復
活が可能であり、なおかつS/N比の劣化の比較的小さい
復調信号が得られる反転現象防止回路であることがわか
る。

［発明が解決しようとする課題］従来の反転現象防止回路は以上のように構成されていた
ので、ゼロクロス点が欠落していない個所にもHPF（3
6）により低域抑圧されたC/N比の悪い信号が加算される
ため、ゼロクロス点はノイズによつてずれを生じ、その
結果、S/N比を劣化させるという問題があつた。

また、ゼロクロス点のずれは、ノイズが全く存在しない
場合でも、FM伝送系の周波数特性がフラツトでない場合
にも生ずる。とくに、DL-FM方式の反転現象防止回路で
は、LPF（39）の出力とHPF（36）および第１のLIM回路
（37）を通過した出力との加算比によつて、FM伝送系の
周波数特性が変化するためにゼロクロス点のずれを生ず
る。このようなゼロクロス点のずれは、復調後の映像信
号の周波数特性の変化を引き起こしたり、歪を生じさせ
たりする。

さらに、DL-FM方式の反転現象防止回路においては、加
算比の変化が映像現象の抑制効果の程度を変化させる。
したがつて、反転現象の抑圧効果の程度にともなつて、
復調後の映像信号の周波数特性の変化や歪を生じるとい
う問題もあつた。

この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、ゼロクロス点の復活を十分おこなえるととも
に、FM復調信号のS/N比の劣化を最小にすることができ
る反転現象防止回路を提供することを目的とする。

［課題を解決するための手段］この発明の係る反転現象防止回路は、低域抑圧をして振
幅制限をした再生FM信号と、振幅制限のみを施した再生
FM信号とを演算し、パルス幅の広い信号のみを抽出して
FM波のゼロクロス点を復活させるように構成した点を特
徴とする。

請求項２に記載された発明に係る反転現象防止回路は、
入力FM波の下側波成分を抑圧して正負判別する手段と、
入力FM波のまま正負判別する手段との出力信号を比較し
て、両出力信号の異なる時間が長いときその時間に比例
する幅のパルスを抽出し、そのパルスをFM波に付加する
ように構成したことを特徴とする。

請求項３に記載された発明にかかる反転現象防止回路
は、HPFとリミツタによりゼロクロス点の復活した再生F
M波からゼロクロス点の欠落した再生FM波を減算して、
欠落したゼロクロス点の信号のみを抽出し、この抽出し
たゼロクロス点の信号を元の再生FM波に加算するように
構成したことを特徴とする。

［作用］この発明によれば、パルス幅の広い信号を抽出する手段
が、ゼロクロス点の欠落したところを検出することに相
当し、このゼロクロス点が欠落したところにのみゼロク
ロス点を復活させる作用を行う。

また、請求項２に記載された発明によれば、パルス幅の
広い信号を抽出することにより、ゼロクロス点が欠落し
たところのみを検出し、このゼロクロス点の欠落した個
所のみゼロクロス点を復活させることが可能となり、S/
N比の劣化をまねくことなく、反転現象を抑圧すること
ができる。

請求項３に記載された発明によれば、欠落したゼロクロ
ス点のみの信号を抽出して、この抽出した信号を再生FM
波の欠落したゼロクロス点に加算することにより、反転
現象を防止するためのゼロクロス点の復活が十分におこ
なわれるとともに、S/N比の十分なFM信号を得ることが
できる。

［発明の実施例］以下、この発明の一実施例を図面にもとづいて説明す
る。

第１実施例第１図はこの発明の第１実施例による反転現象防止回路
の構成を示すブロツク図であり、同図において、（11
1）はHPF、（112）は第１のリミツタ、（117）は第２の
リミツタ、（118）は第３のリミツタ、（113），（11
6）はEQ、（114）はLPF、（115）は小振幅信号を除去す
る回路（以下、スライサと称す）、（119）は減算器、
（110）は加算器、（120）は再生FM信号の入力端子、
（121）は出力端子である。

つぎに、上記構成の第１実施例の動作について、波形変
化の過程を示す第２図を参照しながら説明する。

端子（120）に入力されたFM信号は、第２図（ａ）に示
したFM信号のゼロクロス点（ｘ）が一部欠落した第２図
（ｂ）に示すような信号である。その入力信号（ｂ）は
第２のリミツタ（117）に入力され、ここで、第２図
（ｃ）に示すようにゼロクロス点（ｘ）は欠落している
が、リミツテイングレベル（L5），（L6）で振幅のそろ
つた信号に変えられる。

一方、上記入力信号（ｂ）はHPF（111）に入力され、こ
こで第２図（ｄ）に示すようにゼロクロス点（ｘ）が復
活される。このゼロクロス点（ｘ）の復活された信号
（ｄ）は、第１のリミツタ（112）に入力されて第２図
（ｅ）に示すようにリミツテイングレベル（L7），（L
8）で振幅のそろつた信号になる。このゼロクロス点
（ｘ）が復活して振幅のそろえられた信号（ｅ）はEQ
（113）に通されて、上記の振幅のそろつた信号（ｃ）
と位相関係がそろえられ、その信号（ｃ）と減算が可能
な信号（Sh）に変えられる。

ついで、上記EQ（113）の出力信号（Sh）から第２のリ
ミツタ（117）の出力信号（ｃ）を減算器（119）にて減
算すると、上記EQ（113）の出力信号（Sh）のS/N比が悪
いために、第２図（ｆ）の信号にデイビエージヨン範囲
外の周波数の高域成分が加わつた信号になる。そのデイ
ビエージヨン範囲外の高域周波数成分を阻止するLPF（1
14）に上記減算器（119）の出力信号を通し、LPF（11
4）によつて微小な信号に減衰させられたデイビエージ
ヨン範囲外の高域周波数成分を第３図（ａ）または
（ｂ）に示した入出力特性をもつスライサ（115）に通
すことにより、欠落したゼロクロス点だけをもつ第２図
（ｆ）に示すような信号が得られる。

このスライサ（115）の出力を入力FM信号（ｂ）と位相
関係が合うようにEQ（116）に通して位相補償をおこな
つたのち、入力FM信号（ｂ）と加算器（110）にて加算
してゼロクロス点を復活させた第２図（ｇ）のような波
形信号が得られる。そして、上記加算器（110）の出力
信号（ｇ）を第３のリミツタ（118）に通して第２図
（ｈ）に示すように、リミツテイングレベル（L9），
（L10）で振幅をそろえる。

以上のようにして、ゼロクロス点の復活が十分におこな
える。また、HPF（111）と第１のリミツタ（112）によ
り構成された信号をゼロクロス点が欠けているところに
のみ加算するため、ゼロクロス点が欠落したところ以外
はS/N比が悪化しない。すなわち、ゼロクロス点の復活
を十分におこなえるとともに、不必要にS/Nを劣化させ
ることがない。

なお、上記EQ（113），（116）は加減算のときに位相関
係を補償するために付加されるものであるから、加減算
のときに位相関係が合うならば必ずしも第１図のような
配置にしなくともよく、例えば第４図のように配置して
構成してもよい。

また、LPF（114）はデイビエージヨン内の周波数を通過
させればよく、BPFでもよい。

さらに、LPF（114）またはスライサ（115）は、S/N比が
実用上さしつかえないレベルで得られれば省いてもよ
い。

以上のような構成の第１実施例によれば、HPFとリミツ
タによりゼロクロス点の復活した信号から、入力信号を
リミツタにかけた信号を減算して、ゼロクロス点の欠落
した部分だけゼロクロス点を復活させるためのみの信号
を抽出して、この抽出した信号を元の再生FM信号に加え
るように構成したので、不必要にS/Nを悪化させずに、
ゼロクロス点を十分に復活させることができる。これに
よつて、S/N比を劣化させることなく反転現象を防止す
ることができる。

第２実施例第５図はこの発明の第２実施例による反転現象防止回路
の構成を示すブロツク図であり、同図において、（21
1）は低域抑圧をする帯域通過フイルタ（以下、BPFと称
す）、（212），（214），（210）はリミツタ回路、（2
13）はBPF（211）と同等の遅延をもつ第１の遅延器、
（215）は減算器、（216）はLPF、（217）は小振幅信号
成分を除去するスライサ、（218）は第２の遅延器、（2
20）は減算器である。

次に、上記構成の第２実施例の動作について、波形変化
の過程を示す第６図を参照しながら説明する。

第６図（ｉ），（ｊ）は第32図（ａ），（ｂ）と同じ記
録FM波、再生FM波の波形を示しており、再生FM波（ｊ）
がBPF（211）、第１および第２の遅延器（213），（21
8）に入力される。第１の遅延器（213）とリミツタ回路
（214）により、本来のゼロクロス点とはずれが非常に
少ない第６図（ｋ）の波形の信号が得られる。この信号
（ｋ）をFM復調すれば、反転現象の起こらない個所での
S/N比は良いが、反転現象が生じることになる。

他方、BPF（211）により本来のゼロクロス点からずれは
生じるがゼロクロス点の欠落していない第６図（ｌ）に
示す波形の信号が得られ、リミツタ回路（212）により
第６図（ｍ）の波形の信号が得られる。

つぎに、減算器（215）により信号（ｋ）から信号
（ｍ）が減算され、第６図（ｎ）に示す波形の信号とな
る。この信号（ｎ）の波形のうち、幅の狭いパルス（n
1）は、ゼロクロス点のずれによつて発生したパルスで
あり、ゼロクロス点Ｅとゼロクロス点Ｆとの間の幅の広
いパルス（n2）（ほぼ瞬間周波数の逆数の1/2に近い幅
のパルス）は、ゼロクロスの欠落により生じたパルスで
ある。

すなわち信号（ｎ）の波形は、ノイズにより発生したパ
ルス（n1）とゼロクロスの欠落により発生したパルス
（n2）が混在したものである。したがつて、信号（ｎ）
の波形のうち、ゼロクロス点の欠落により発生したパル
ス（n2）を抽出できれば、再生FM波のゼロクロスの復活
のみを実現し、S/N比の劣化させることのない反転現象
防止回路を得ることができる。

LPF（216）とスライサ（217）はゼロクロス点の欠落に
より発生したパルス（n2）を抽出するための回路で、LP
F（216）は、一般に積分特性を有しており、第７図
（Ｌ），（Ｍ），（Ｎ）に示したような幅の異なるパル
ス信号は、それぞれ同図（Ｏ），（Ｐ），（Ｑ）に示し
たような波形のパルス信号になり、それぞれのパルス幅
P1〜P3に比例して、振幅h1〜h3が変化する。

LPF（216）によつてパルス幅を振幅に変換された信号
（ｏ）は、スライサ（217）によつてある一定の振幅以
上のパルスのみが抽出される。すなわち、LPF（216）の
出力信号は第６図（ｏ）に示す波形になり、この信号
（ｏ）のうち、一点鎖線で示したスライスレベル（L1
1），（L12）より大振幅の部分のみが抽出される。この
抽出信号を、第２の遅延器（218）によつて位相合わせ
をした再生FM信号（ｊ）から減算し、リミツタ回路（21
0）で振幅制限することにより、第６図（ｐ）に示した
波形の信号が得られる。この信号（ｐ）は、ゼロクロス
点E,Fが復活された信号となり、従来のように常にC/N比
の悪い信号を加えることがないため、復調信号のS/N比
の劣化が生じない。

また、ゼロクロスの欠落したところのみパルスを加える
ため、再生映像信号の周波数特性を変化させることな
く、反転現象の抑圧効果も極めて大きい。

また、BPF（211）を位相直線性のよいサイン型フイルタ
（219）で構成した場合には第１の遅延器（213）は必要
なく、第８図のような構成で良い。

サイン型フイルタ（219）とは、FIRフイルタの構成と同
様なもので、遅延器（219a），（219b）と係数器（219
c），（219d），（219e）と加算器（219f）から構成さ
れ、その係数比を変えることで、自由な周波数特性をも
たせることができ、位相合わせも簡単に行なえる。

なお、第８図の構成のうち、加算器（221）は、サイン
型フイルタ（219）の係数及び減算器（215）の正負の符
号の決定等に応じて減算器でも良く、抽出した信号（o
2）でゼロクロスが復活するように演算すれば良い。

また、遅延器（219a），（219b）に反射型のものを使え
ば、遅延器は１個で構成できる。

第３実施例第９図はこの発明の第３実施例による反転現象防止回路
の構成を示すブロツク図であり、第５図及び第８図にお
ける減算器（215）、減算器（220）、加算器（221）の
かわりに第９図に示す構成にしたものである。

第９図において、（322），（323），（324）はコンパ
レータで、それぞれある一定レベル以上の入力信号のと
きはＨレベルを出力し、ある一定レベル以下の入力信号
のときにはＬレベルを出力する回路、（325），（326）
は排他的論理和回路である。

つぎに、上記構成の第３実施例の動作について第10図を
参考にしながら説明する。

第10図（ｉ）は記録FM信号、（ｊ）は再生FM信号を示し
ており、第６図（ｉ），（ｊ）と同じ波形であるとす
る。コンパレータ（322），（323）のスレツシユホール
ドレベルをAC 0Vに設定すると、BPF（211）を通過し、
さらにコンパレータ（323）を通過してゼロクロスの復
活した（ゼロクロス点は本来の位置からずれている）第
10図（ｒ）のような波形の信号になり、第１の遅延器
（213）およびコンパレータ（322）を通過した信号は、
第10図（ｑ）に示したようにゼロクロス点E,Fの欠落を
した波形の信号になる。

排他的論理和回路（325）で信号（ｑ）と（ｒ）の排他
的論理和をとると、第10図（ｓ）の波形の信号が得られ
る。この信号（ｓ）は第６図（ｎ）の信号に相当する信
号である。この信号（ｓ）をLPF（216）に通すと、第10
図（ｔ）に示す波形の信号になる。コンパレータ（32
4）のスレツシユホールドレベル（L13）を一点鎖線のレ
ベルにとれば、コンパレータ（324）の出力信号は第10
図（ｕ）の波形になり、第２の遅延器（218）によつて
位相が合わされた信号（ｑ）と、信号（ｕ）の排他的論
理和を排他的論理和回路（326）でとると第10図（ｖ）
に示したゼロクロス点E,Fを再生した波形の信号を得る
ことができる。

このようなデイジタル的な処理をすると、第５図および
第８図の実施例におけるリミツタ回路（210）を省略す
ることができる。

また、第10図（ｓ）に示す信号のうち、パルス幅の広い
信号のみを取り出す手段として、遅延器（327）と論理
積回路（328）を使用した第11図に示した構成としても
良い。

第12図は第11図の実施例の要部の信号波形図で、第10図
（ｓ）に示す信号は、第12図（ｓ）に示した信号と同じ
であり、この信号（ｓ）が、第11図の遅延器（327）に
より、τsec遅延され第12図（ｗ）に示した信号にな
る。信号（ｓ）と（ｗ）の論理積を論理積回路（328）
でとると、第12図（ｘ）に示す信号となり、信号（ｗ）
のτsecより幅の広いパルスを抽出することができる。
通常、遅延時間τは、最高瞬時周波数の逆数の1/2以下
にすれば良い。

なお、τsecより幅の広いパルスを抽出する手段は、こ
れらの方法に限らず、例えば単安定マルチバイブレータ
ーやフリツプフロツプを用いても構成できる。

第11図の遅延器（218）の最適遅延量は、排他的論理和
回路（325）と論理積回路（328）の伝播遅延量と、遅延
器（327）の遅延量τsecの1/2であるτ/2secとの和であ
る。

第４実施例ゼロクロス点を復活させる手段として、第５図および第
８図に示した第２実施例では加減算という線形演算によ
つてゼロクロス点を復活させ、第９図および第11図に示
した第３実施例ではプール代数演算によつてゼロクロス
点を復活させたが、第13図に示す第４実施例は、コンパ
レートレベルを動的にすることによつてゼロクロス点を
復活させるという非線形演算によつて復活させる構成と
したものである。第14図は第４実施例の場合の信号波形
図である。

第13図において、スライサ（217）までおよび遅延器（2
18）までの構成は、第１実施例と同一であるので、該当
部分に同一の符号を付して、詳しい説明を省略する。

次に、上記構成の第４実施例の動作について、第14図を
参照しながら説明する。

入力信号が第14図（ｊ）に示す再生FM波であつたとき、
スライサ（217）の出力信号（o2）は、第14図（ｏ）の
ようになることは、第１実施例で説明した通りである。
この信号（o2）をコンパレートレベルとし、コンパレー
タ（420）に、第２の遅延器（218）で位相を合わせた信
号（ｊ）を入力すれば、第14図（ｙ）に示した波形の信
号が出力される。すなわち、第14図（ｏ）に示した信号
を使用して、第14図（ｊ）に示したFM再生信号が入力さ
れた場合はＨレベル、その逆の場合はＬレベルが出力さ
れるため、ゼロクロス点E,F間では、第14図（ｏ）の信
号（o2）の方が大きくなり、コンパレータ（420）の出
力はＬレベルとなり、結果的にゼロクロス点Ｅとゼロク
ロス点Ｆを復活した信号（ｙ）が得られる。

なお、コンパレータ（420）は、MIN回路、MAX回路を用
いても容易に構成できる。

また、この発明の第２、第３および第４の実施例を適当
に組み合わせても良い。

例えば、第８図のサイン型フイルタ（219）を用いたBPF
の構成と第11図のコンパレータ（322），（323），ゲー
ト（325），（328）および遅延器（327）で構成された
パルス抽出回路を組み合わせれば、第15図に示すよう
に、デイジタル回路で反転現象を防止できる反転現象防
止回路を構成することができる。

第５実施例第16図はこの発明の第５実施例による反転現象防止回路
の構成を示すブロツク図である。同図において、（51
1）は第１の遅延器、（512）は下側帯波成分を抑圧する
HPF、（513）は第２の正負判別回路、（514）は第１の
正負判別回路であり、これら両正負判別回路（513），
（514）は例えば、入力信号がAC 0Vより大きいときＨレ
ベル、AC 0Vより小さいときＬレベルを出力するように
構成されている。

（515）は排他的論理和回路、（516）は第２の遅延器、
（517）は論理積回路、（518）は符号制御回路、（51
9）は遅延合わせをするための第３の遅延器、（520）は
加算器であり、上記排他的論理和回路（515）と第２の
遅延器（516）と論理積回路（517）と符号制御回路（51
8）と第３の遅延器（519）および加算器（520）とによ
り、ゼロクロス点の欠落している部分にゼロクロス欠落
の程度に比例した幅のパルスを入力FM波に付加する反転
現象発生検出パルス付加回路（521）を構成している。

つぎに、上記構成の第５実施例の動作について、第17図
に示した信号波形図を参照しながら説明する。

第17図（ａ），（ｂ）は第32図（ａ），（ｂ）と同じ波
形であり、第16図は第17図の再生FM波（ｂ）を入力とし
た場合の反転現象防止回路である。

第１の遅延器（511）はHPF（512）と同じ程度の遅延時
間をもつもので、この第１の遅延器（511）の出力を第
２の正負判別回路（513）に入力すると、振幅の中心値
より大きいものはＨレベル、振幅の中心値より小さいも
のはＬレベルが出力されるため、第17図（ｈ）のような
信号が出力される。

一方、HPF（512）より本来のゼロクロス点からずれては
いるけれども、ゼロクロス点の欠落していない波形の信
号が出力されるため、その信号を第１の正負判別回路
（514）に入力すると、第17図（ｉ）に示す信号が出力
される。ついで、第17図（ｈ）と第17図（ｉ）の各信号
が排他的論理和回路（515）に入力され、それら両信号
（ｈ），（ｉ）の排他的論理和がとられて、FM波におい
てゼロクロス点の欠落している個所とゼロクロス点のず
れが生じたところのみＨレベルになるように第17図
（ｊ）に示したような信号が出力される。

上記排他的論理和回路（515）から出力される信号
（ｊ）のうち、Ｈレベルになつている時間が比較的長
い、つまり、以上の時間にわたつて続いているパルスを抽出して、も
とのFM波に極性を考慮すればFM波のゼロクロス点を復活
させることができる。

そのため、第２の遅延器（516）により第17図（ｊ）の
波形を遅延させて第17図（ｋ）の信号を得る。この第17
図（ｊ）と第17図（ｋ）の両信号を論理積回路（517）
に入力して、ゼロクロス点の欠落したところにのみパル
スを抽出することにより、第17図（ｌ）のパルス信号を
得る。

このようなパルス信号（ｌ）を付加するために、極性を
考慮する必要がある。すなわち、第17図（ｈ）のゼロク
ロス点を復活させたいとき、ゼロクロス点が欠落した個
所は、Ｈレベルになつており、このＨレベルのとき、入
力FM波（ｂ）に対して負極性でパルスを付加すればよ
く、また逆に、ゼロクロス点が欠落した個所がＬレベル
になつているときは正極性でパルスを付加すればよい。
この動作を符号制御回路（518）がおこなう。

すなわち、符号制御回路（518）により第17図（ｌ）の
パルス信号は、第17図（ｍ）のパルス信号にされ、この
ようなパルス信号（ｍ）と入力FM波（ｂ）とを加算器
（520）において加算することにより、第17図（ｎ）の
信号を得ることができる。この信号（ｎ）は入力FM波
（ｂ）のゼロクロス点が復活された波形であり、しか
も、C/N比の悪い上側波側の信号を常時加算していない
ため、S/N比の良い復調をおこなうことができるととも
に、復調後の周波数特性を変化させることがない。

すなわち、反転現象抑圧効果を変化させても、復調後の
映像信号の周波数特性に変化や歪を生じない。

なお、第18図は符号制御回路（518）の具体的な構成例
を示し、また第19図および第20図は上記正負判別回路
（513），（514）の具体的な構成を示す、第19図におい
て、抵抗（Ｒ）と（re）との関係はＲ≫reである。

また、上記第３の遅延器（519）は符号制御回路（518）
までの遅延合わせをするためのものであり、第21図のよ
うに、第３の遅延器（519）の後段EQ（522）を配置し
て、若干のイコライジングをおこなう構成としてもよ
い。すなわち、第１の遅延器（511）とHPF（512）の各
々の正負判別をして、その正負が一致していないところ
で、なおかつ正負の一致していない時間が比較的長い以上である場合、そこがゼロクロス点の欠落している個
所であるから、その個所に欠落の程度に比例した幅のパ
ルスを入力FM波に付加すれば良い。欠落の程度に比例し
た幅のパルスを付加するのは、ゼロクロスの欠落をでき
る限り忠実に復活させるためであり、単安定マルチバイ
ブレータなどで作成した一定幅のパルスあるいは時定数
が一定の微分波形を付加するよりもゼロクロスの復活が
忠実であるという利点を有する。

第６実施例第22図はこの発明の第６実施例による反転現象防止回路
の構成を示すブロツク図であり、同図において、第16図
に示す第５実施例と相違する点は、ゼロクロス点の欠落
の程度に比例した幅のパルスを入力FM波に直接加えるの
ではなく、入力FM波をLIM回路（523）に通して振幅制限
をしたのちの信号に付加するようにした点であり、その
他の構成は第16図と同一であるため、同一の符号を付し
て、それらの説明を省略する。

上記第22図のような構成の第６実施例によれば、FM波が
伝送過程で受けるエンベロープ変動を除去して加算でき
る。

なお、上記第５および第６実施例において示したHPF（5
12）をBPFとしてもよい。また、位相特性を重視すると
きは、第23図に示すような位相直線特性のBPF（550）を
使用してもよい。

第23図において、（551），（552）は遅延器、（55
3），（554），（555）は係数器、（556）は加算器であ
り、各係数器（553），（554），（555）に記入された
数値は入力係数比で、加算出力ゲインを１にしたいとき
は、−1/4、1/2,−1/4に設定すればよい。このような構
成のBPF（550）を第16図のHPF（512）に代えて用いるこ
とにより、位相直線な特性をもつフイルタが得られる。

また、図示は省略するが、第23図の遅延器（551），（5
52）を反射型のものにおきかえると、１個のフイルタを
用いて第23図の構成とすることができる。

また、幅の広いパルスを得るためには、上記第５実施例
では第２の遅延器（516）と論理積回路（517）を用いて
構成したが、第24図ないし第27図で示すように、LPF（5
58）とスライサ（559）を使用して、LPF（558）の時定
数が一定のとき、LPF通過後のパルス幅の波高値がパル
ス幅に依存することを利用して、スライサ（559）によ
り一定しきい値以下の信号をしや断するように構成する
ことにより、その一定しきい値以下の信号に相当する幅
のパルスを消去できる。

また、上記第５実施例では、２つの正負判別回路（51
3），（514）の出力を比較する手段として排他的論理和
回路（515）を用いたが、他の回路構成を用いても良
い。例えば、減算器（557）で構成しても同じ効果を奏
する。ただし、減算器（557）を用いる場合には、第２
の正負判別回路（513）がＨで、第１の正負判別回路（5
14）がＬのときに、正方向のパルスとなり、かつ、第２
の正負判別回路（513）がＬで、第１の正負判別回路（5
14）がＨのとき、負方向のパルスとなるように、減算器
１個で実現することができるから、符号制御回路（51
8）を省略することができる。なお、このように減算器
を使つて比較する場合、幅の広いパルスを抽出するため
には、LPF（558）とスライサ（559）を使つて構成する
のが容易であるが、第２の遅延器（516）とロジツクと
により構成することも可能である。

なお、上述した各構成を自由に組合わせても良い。たと
えば、第24図に示すものは、第23図に示す位相直線特性
をもつBPF（550）と、２つの正負判別回路（513），（5
14）の出力比較手段としての減算器（557）と、幅の広
いパルスを抽出するためにLPF（558）とスライサ（55
9）とを組合わせて構成したものである。

また、第25図は正負判別回路（513），（514）として、
第19図もしくは第20図で示す構成のものを使用した場合
において、上記位相直線特性のBPF（550）と減算器（55
7）とLPF（558）とスライサ（559）とを組合わせた構成
例であり、この第25図の構成によつても上記実施例の場
合と同様な効果を奏する。なぜなら、FM復調する場合
に、パルスカウント型のFM復調器などではゼロクロス情
報のみが重視されるため、正負判別回路（513），（51
4）を通過した信号はゼロクロス情報が入力FM波と何ら
変わることがない。それゆえに、正負判別回路（513）
の出力に直接加えても、入力FM波に付加しても効果は変
わらないからである。

また、第26図はこの発明の第６実施例による反転現象防
止回路の変形例の構成を示すブロツク図であり、第１の
正負判別回路（514）の出力と第２の正負判別回路（51
3）の出力とを比較する減算器（557）の出力をLPF（55
8）およびスライサ（559）に通して幅の広いパルスのみ
を抽出させ、このパルスを、第２の正負判別回路（51
3）の出力信号をEQ（522）によりイコライジングした信
号に付加するように構成したものである。

また、第27図はこの発明の第６実施例による反転現象防
止回路のもう１つの変形例の構成を示すブロツク図であ
り、入力FM波をEQ（522）によりイコライジングすると
ともに、LIM回路（523）により振幅制限した信号に抽出
された幅の広いパルスを付加するように構成したもので
ある。

なお、第28図は上記スライサ（559）の具体的な構成例
を示し、同図（Ａ）は片側スライサで、その出力は、ma
x（E2,E1＋e1）である。同図（Ｂ）は両側スライサで、
その出力は、max（E2,E1＋e1）＋min（E3,E1＋e1）であ
る。また、この発明をDL-FM方式と併用することも可能
である。

［発明の効果］以上のように、この発明によれば、再生FM波のゼロクロ
ス点が欠落したところのみを抽出して、ゼロクロス点を
復活させるように構成したので、S/N比の劣化をまねく
ことなく、反転現象を抑圧することができる。また、ゼ
ロクロス点の欠落部分のみゼロクロス点を復活させるた
めに、再生映像信号の周波数特性が反転現象の防止効果
に関係しないから、反転現象防止をおこなつても、再生
映像信号の周波数特性を変化させないですむという効果
も奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の第１実施例による反転現象防止回路
の構成を示すブロツク図、第２図は第１実施例の動作を
説明する各部の信号波形図、第３図はスライサの入出力
振幅特性図、第４図は第１実施例の変形例の構成を示す
ブロツク図、第５図はこの発明の第２実施例による反転
現象防止回路の構成を示すブロツク図、第６図は第２実
施例の動作を説明する各部の信号波形図、第７図はLPF
によるパルス波形変化を示す図、第８図は第２実施例の
変形例の構成を示すブロツク図、第９図はこの発明の第
３実施例による反転現象防止回路の構成を示すブロツク
図、第10図は第３実施例の動作を説明する各部の信号波
形図、第11図は第３実施例の変形例の構成を示すブロツ
ク図、第12図は第11図の要部の信号波形図、第13図はこ
の発明の第４実施例による反転現象防止回路の構成を示
すブロツク図、第14図は第４実施例の動作を説明する要
部の信号波形図、第15図は第２実施例と第３実施例とを
組合せた構成のブロツク図、第16図はこの発明の第５実
施例による反転現象防止回路の構成を示すブロツク図、
第17図は第５実施例の動作を説明する要部の信号波形
図、第18図は符号制御回路の具体的な構成例の回路図、
第19図および第20図はそれぞれ正負判別回路の具体的な
構成例の回路図、第21図は第５実施例の変形例の構成を
示すブロツク図、第22図はこの発明の第６実施例による
反転現象防止回路の構成を示すブロツク図、第23図ない
し第27図はそれぞれ第５実施例および第６実施例の変形
例の構成を示すブロツク図、第28図（Ａ），（Ｂ）はス
ライサの具体的な構成例を示す回路図、第29図は映像信
号記録再生装置の再生系のブロツク回路図、第30図は反
転現象を説明するための信号波形図、第31図は従来のDL
-FM方式の反転現象防止回路の構成を示すブロツク図、
第32図は第31図の動作を説明する信号波形図である。（110），（221），（520）……加算器、（111），（51
2）……HPF、（112），（117），（118），（210），
（212），（214）……リミツタ、（115），（217），
（559）……スライサ、（119），（215），（220）……
減算器、（211），（550）……BPF、（216），（558）
……LPF、（513），（514）……正負判別回路、（515）
……排他的論理和回路、（518）……符号制御回路、（5
21）……反転現象発生検出パルス付加回路。なお、図中の同一符号は同一または相当部分を示す。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力FM波の下側波成分を抑圧する低域抑圧
手段と、この低域抑圧手段の出力信号を振幅制限する第
１の振幅制限手段と、上記入力FM波を振幅制限する第２
の振幅制限手段と、上記第１の振幅制限手段の出力信号
と上記第２の振幅制限手段の出力信号の位相をあわせて
演算し、ゼロクロス点の欠落部分を表わすパルス信号を
発生する演算手段と、この演算手段の出力パルス信号の
うち、パルス幅の広いパルス信号のみを抽出する手段
と、この抽出されたパルス信号にもとづいて上記入力FM
波のゼロクロス点を復活させる波形修正手段とを備えた
ことを特徴とする反転現象防止回路。
【請求項２】入力FM波の下側波成分を抑圧する低域抑圧
手段と、この低域抑圧手段の出力信号の正負判別をおこ
なう第１の正負判別手段と、上記入力FM波の正負判別を
おこなう第２の正負判別手段と、これら第１および第２
の正負判別手段の出力信号の比較により両出力信号が異
なつている時間が長い状態か否かを判別して、異なつて
いる時間が長いときその時間に比例した幅をもつパルス
を入力FM波に付加するパルス付加手段とを具備したこと
を特徴とする反転現象防止回路。
【請求項３】ゼロクロス点が欠落した再生FM波を入力し
て上記ゼロクロス点を復活するバンドパスフイルタと、
このバンドパスフイルタの出力信号の振幅をそろえる第
１の振幅制限手段と、上記ゼロクロス点が欠落した再生
FM波の振幅をそろえる第２の振幅制限手段と、上記第１
の振幅制限手段の出力信号から第２の振幅制限手段の出
力信号を減算する減算器と、この減算器の出力信号と元
の再生FM波とを加算する加算器と、この加算器の出力信
号の振幅をそろえる第３の振幅制限手段とを具備したこ
とを特徴とする反転現象防止回路。