JPS63272105A

JPS63272105A - Ｆｍ復調回路

Info

Publication number: JPS63272105A
Application number: JP62106681A
Authority: JP
Inventors: Masahiro Honjo; 本城　正博; Masaaki Kobayashi; 正明小林
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1987-04-30
Filing date: 1987-04-30
Publication date: 1988-11-09

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は、磁気記録再生装置におけるＦＭ復調回路に関
するもので、特にＦＭ変調度が高いＦＭ変調波信号を再
生する場合に発生しやすい反転現象を防止するものであ
る。

従来の技術民生用ＶＴＲのように低搬送波ＦＭ記録再生で、かつＦ
Ｍ片側帯波再生を行なう磁気記録再生装置において、Ｆ
Ｍ変調指数が大きいＦＭ変調波信号を復調する場合、Ｆ
Ｍ復調器において零クロス点が忠実に再現できず、反転
現象が生じやすい。これは、下側帯波成分Ｊ、のレヘル
がＦＭ基本波成分Ｊ０のレベルに比べ、大きくなる時に
発生し、さらに再生ノイズが重畳されている場合では、
ノイズの影響で、Ｊｌ＜Ｊｏの場合でも反転現象が発生
する。

従来、この反転現象を軽減する復調方式が種々！２案さ
れている。たとえば、特開昭５７−１８９３１）号公報
に示されているように、再生ＦＭ信号の基本波成分をリ
ミッタ回路により方形波に変換し、この方形波によりパ
ルスを発生させ、このパルスを再生ＦＭ信号に重畳した
後、第２のリミッタ回路により復調するものである。こ
れを第１）図のブロック図、第１２図の波形図を用いて
説明する。

再生ＦＭ信号りをバンドパスフィルタ２ｏにより基本波
成分ｉを取り出し、所定時間遅延し信号ｊを得る。信号
ｊをリミッタにかけ信号ｋを得、信号によりパルス信号
ｌを得る。ここで信号！は基本波信号ｊの零クロス点の
情報を示すパルスであり、本発明と木質的に異なる点で
ある。そして、再生ＦＭ信号りにパルスｌを重畳するこ
とにより信号ｍを得、変調度が高い点においても零クロ
ス点が存在し、反転現象は生じないというものである。

しかしながら、ＦＭ基本波を所定時間遅延した信号ｊの
零クロス点の時間情報である信号ｌと、再生ＦＭ信号波
形のピーク点との時間情報は本質的に異なった時間情報
であるにもかかわらず、それを重畳するのはＦＭ信号の
もつ情報を歪ませることになり、次のような問題が生じ
ていた。

今、ＶＴＲでのＦＭアロケーションを５〜７Ｍｆｌｚと
し、ダーククリップを１００％、ホワイトクリップを２
００％とすると、ダーククリップ周波数は３ＭＨｚ、ホ
ワイトクリップ周波数は９Ｍｔｌｚとなり、基本波の存
在する範囲は３〜９ＭＩＩｚとなる。

つまり基本波の反転周期は約３３３　／　２ｎｓｅｃ〜
１）１　／　２ｎｓｅｃの間で変化することになる。

第１２図りに再生ＦＭ信号、基本波信号をｉに示し、遅
延時間を１００ｎｓｅｃとした時の重畳するパルス波形
をｌに、重畳した時の波形をｍに示す。

ｍを見ると、重畳されたパルスと再生波との位相関係が
周波数によってずれる。つまり基本波信号ｉが低い周波
数のときでは、パルスと基本波信号のピーク点が一敗す
るが、基本波信号ｉが高い周波数のときでは、ずれてく
る。そのため、χ１ポイントでは零クロスが復元できず
、いわゆる黒やぶれが発生し、χ２ポイントでは余分に
零クロスが発生するいわゆる白やぶれが発生するのがわ
かる。

次に遅延時間を短かくし、５０ｎｓｅｃとした時のパル
ス波形を１２に、重畳した時の波形をｍ２に示す０ｍ２
を見ると、χ３ポイントで白やぶれが発生しているのが
わかる。さらに遅延時間を短かく設定すると、パルス波
形１２を信号りの零クロス付近に重畳することになり、
再生ＦＭ信号りの雰クロス点の波形が変化し、復調後の
周波数特性に悪影響を及ぼすことが十分に考えられ、遅
延時間を単に短かく設定するのは好ましくない。

発明が解決しようとする問題点このように、従来例では再生ＦＭ変調波の基本波の零ク
ロス点の有する時間情報を本質的に別の時間情報である
ＦＭ再生信号のピーク点に重畳することに無理があり、
反転現象防止の効果がＦＭ基本波の存在するすべての周
波数範囲にわたって成立するものではなく、ＦＭ再生信
号によっては、黒やぶれ５白やぶれ等の反転現象を防止
することはできなかった。

問題点を解決するための手段上記問題点を解決するため、本発明の復調回路は、ＦＭ
変調波の基本波のピーク点を検出する基本波ピーク検出
回路と、基本波ピーク検出回路からの情報により微小幅
を有し基本波と同一極性のパルスを発生するパルス発生
回路と、ＦＭ変調波とパルス発生回路からの出力を加算
する加算器とを具備し、ＦＭ変調波の基本波のピーク点
にパルスが同一極性で重畳された信号である加算器の出
力をＦＭ復調するように構成したものである。

作用本発明は、上記した構成により、再生ＦＭ信号のピーク
点と同一の情報から得られるパルス波形を再生ＦＭ信号
に重畳することになり、ＦＭ基本波の存在するすべての
周波数範囲にわたって正常なＦＭ信号の零クロス点を変
化させることなく反転現象を防止することができる。

実施例以下、本発明の一実施例について図面を参照しながら説
明する。

本発明の第一の実施例のブロック図を第１図に示し、各
部波形ａ　−６に対応する波形図を第２図囚〜Ｄに示す
、端子１より入力された再生ＦＭ信号ａは基本波ピーク
検出回路２へ入力される。基本波ピーク検出回路２は、
再生ＦＭ信号の基本波成分すのピーク点を示す情報Ｃを
出力する。パルス発生回路３は、信号Ｃよりｄに示すよ
うに信号Ｃの立上りエツジでは正方向のパルス、立下り
エツジでは負方向のパルスを発生するものであり、つま
りパルス発生回路３は微分回路で良い。加算器４にて信
号ａとｄが加算され、信号ｅが得られる。ここで、信号
ｄのパルス発生点は信号すのピーク点と完全に一致して
いるため、信号ｅでは常に波形のピーク点にパルスが重
畳されることになる。

この信号ｅは、従来、反転現象が発止していた区間Ｚ１
．Ｚ２での零クロス点を復元しており、従来のパルスカ
ウンタ方式の復調器５に入力しても反転現象は生じず、
良好なＦＭ復調が実現される。

次に基本波のピーク点を検出する検出回路２の第一の実
施例を第３図に示し、各部波形を第４図囚〜Ｄに示す。

入力されたＦＭ再生信号ａをバンドパスフィルタＢＰＦ
６を通し、ＦＭ基本波すを抜き出す。ここでＢＰＦの通
過帯域はおおよそＦＭ信号のデビエーションに設定され
る。次に信号すのピーク値を検出するために、信号すを
微分回路７で微分し、信号ｂ２を得る。ここで、信号ｂ
２の零クロス点が信号すのピーク点を示すことになる。

そこで信号ｂ２をリミッタ回路８によりリミッタするこ
とにより信号ｃ１を得、ｃｌを反転することにより、信
号Ｃを得ることができる。

ここで、リミッタ回路での掻性は、再生されたＦＭ信号
と同相になるよう調整されるものとする。

また、信号Ｃは第１図、第２図の信号Ｃと同一のもので
ある。

次に、微分回路７の第一の回路例を第５図囚に示す、第
５図囚は抵抗ＲとコンデンサＣによる微分回路である。

ここでＢＰＦ６と微分回路７の順序が入れかわっても構
わない。

次に微分回路の第二の回路例を第５図りに示す。

これは微少時間ｔ１遅延する遅延回路９とコンパレータ
１０により構成されている。第５図０の動作を第６図の
波形図を用いて説明する。ここで、第５図０と第６図（
Ａ）、　０３に示す信号す、　　ｂ３．　　ｃはそれぞ
れ対応している。ＦＭ基本波すと微少時間ｔ、遅延した
信号ｂ３をコンパレートすると、信号Ｃが得られる。こ
こで、Ｃば信号すのピーク点とは微小区間ｔ１だけずれ
ているものであるが、１．を無視できるだけ小さくする
（たとえば２０ｎｓｅｃ）ことは可能である。さらにコ
ンパレータ１０の出力信号Ｃはすでに方形波になってい
るため、第３図の微分回路７にこの構成を用いた場合、
第３図のリミッタ回路８は省略できるというメリットが
ある。

次に検出回路２の第二の実施例を示す。第７図。

第８図にブロック図、第９図囚〜■に波形図を示す、再
生ＦＭ信号ａより、ＢＰＦ６にてＦＭ基本波すを取り出
す、９０°シフト回路１）では、信号すの位相をＦＭ基
本波すの存在する帯域において９０°　シフトする。こ
れにより信号ｂ４が得られる。信号ｂ４の零クロス点は
信号すのピークポイントと一致している。つまり、信号
ｂ４をリミッタ回路８にてリミッタすることにより信号
Ｃを得ることができる。ここで、９０°シフト回路１）
はコンデンサと抵抗で構成することも可能であり、遅延
素子で構成することも可能である。遅延素子を用いて位
相を９０°シフトさせる例を第８図に示す。

第８図に示した９０°　シフト回路１）は一種のくし形
フィルタであり、時間ｔ２遅延した信号ａ１に対し、入
力信号と時間２ｔ２遅延した信号を合成した信号ａ２と
の位相差が常に９０’になるものである。そこで、信号
ａ１を加算器４に送り、信号ａ２をＢＰＦ６に送り基本
波ｂ４を取り出すと、この基本波ｂ４の零クロス点は信
号ａ１のピークポイントと一致することになる。そこで
、信号ｂ４をリミッタ回路８にてリミッタすることによ
り、信号Ｃを得ることができる。この第８図の構成では
、再生ＦＭ信号ａもｔ２遅れているため、第１図に示し
たブロック図と若干異なったものになっている。これは
、９０“シフト回路の構成によるものであり、本発明の
本質的な問題ではない。

また、上述した実施例において、基本波ピーク検出回路
２の構成要素であるＢＰＦ６は、その帯域が狭い程帯域
内のノイズ量が減るためにＣ／Ｎが改善され、反転現象
の改善効果が大となる。しかし、反対に狭くしすぎると
ＦＭ基本波が通過できな（なり基本波のピーク検出が不
完全になる。

そこで、“再生ＦＭ信号のキャリア周波数やＣ／Ｎの状
態にあわせ、ＢＰＦの帯域が最適値になるようにアダブ
チイブに制御するように構成してもよい。制御するため
の情報としては、再生ＦＭ信号の出力レベルや記録再生
装置の記録モード（たとえばＶＴＲでは標準記録、長時
間記録か、もしくはスタンダード記録、ハイバンド記録
）等が考えられる。

また、基本波ピーク検出回路２やパルス発生回路３で回
路の演算やフィルタによる微小な遅れが発生することが
考えられる。そこで、この微小な遅れを補償するために
第１θ図に示すように、加算器４の前段に一種の遅延回
路であるイコライザ回路１２を挿入するのが望ましい。

イコライザ回路１２は、群遅延特性が一定で周波数特性
が子端であるのが望ましい。しかし、さらに復調信号の
Ｓ／Ｎ改善を意図して再生ＦＭ信号のＣ／Ｎの悪い高域
成分を減衰させるローパスフィルタの特性であっても構
わない。つまり、従来復調信号のＳ／Ｎ改善手段として
、復調器５の前段で再生ＦＭ信号の高域成分を減衰する
ことが知られているが、減衰量を大とすると反転現象が
生しるため、あまり減衰量は大きくできなかった。しか
し、本発明を用いることにより、イコライザー１２の高
域の減衰器を大とし、復調後のＳ／Ｎ改善量を大としな
がら反転現象を発生させないことが可能とする。

つまり、本発明の二次的効果としてＳ／Ｎ改善の効果も
有することになる。

また、検出回路２の第一の実施例においてＢＰＦ６の帯
域をＦＭ側帯波が入る程広くとり、さらにはＢＰＦ６を
省いてしまい、側帯波を含んだ状態のＦＭ信号のピーク
点を微分回路７によって直接検出することも可能である
。しかしこの場合、ＢＰＦでの帯域制限がないため、Ｃ
／Ｎの改善効果はなく、リミッタ回路８の出力信号Ｃの
信頼度も上述した実施例に比べ低くなることになる。

Ｂ　Ｐ　Ｆ６の帯域は、ＦＭ信号のキャリアセンターか
らデビエーションの高域を含みつつ、できるだけ狭い方
がＣ／Ｎの点から考えて好ましい。

発明の効果以上のように本発明は、ＦＭ再生信号の基本波のピーク
点に基本波の極性と同極性のパルスを微小区間重畳して
から復調器に送ることにより、ＦＭ基本波成分が存在す
る全帯域でＦＭ基本波のピーク点にパルスが重畳するこ
とになり、正常なＦＭ信号の零クロス点を変化させるこ
となくＦＭ反転現象を防止することができるものであり
、ＦＭ片側帯波再生を行なうＶＴＲ等にとってこの効果
は極めて大なるものがある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第一の実施例のブロック図、第２図は
本発明の第一の実施例の波形図、第３図は本発明の基本
波ピーク検出回路の第一の実施例のブロック図、第４図
は本発明の基本波ピーク検出回路の第一の実施例の波形
図、第５図は本発明の基本波ピーク検出回路における微
分回路の回路図、第６図は本発明の基本波ピーク検出回
路における微分回路の波形図、第７図は本発明の基本波
ピーク検出回路の第二の実施例のブロック図、第８図は
本発明の第二の実施例のブロック図、第９図は本発明の
第二の実施例の波形図、第１０図は本発明の第三の実施
例のブロック図、第１）図は従来例のブロック図、第１
２図は従来例の波形図である。２・・・・・・基本波ピーク検出回路、３・・・・・・
パルス発生回路、４・・・・・・加算器、５・・・・・
・復調回路、６・・・・・・バンドパスフィルタ、７・
・・・・・微分回路、８・・・・・・リミ、タ回路、９
・・・・・・遅延回路、１０・・・・・・コンパレータ
、１）・・・・・・９０°　シフト回路、１２・・・・
・・イコライザー回路。代理人の氏名　弁理士　中尾敏男　はか１名第１図第２図Ｚｌ　　　　　　　　　１２第３図第４図（Ｅ）Ｃ− ７Ｘ５図第６図第７図第８図第９図第１０図第１２図 χ３

Claims

【特許請求の範囲】

（１）ＦＭ変調波の基本波のピーク点を検出する基本波
ピーク検出回路と、前記基本波ピーク検出回路からの情
報により微小幅を有し基本波と同一極性のパルスを発生
するパルス発生回路と、前記ＦＭ変調波と前記パルス発
生回路からの出力を加算する加算器とを具備し、前記Ｆ
Ｍ変調波の基本波のピーク点に前記パルスが同一極性で
重畳された信号である前記加算器の出力をＦＭ復調する
ことを特徴とするＦＭ復調回路。
（２）ＦＭ変調波を基本波ピーク検出回路とパルス発生
回路での演算時間に対応する遅延時間を有するイコライ
ザー回路を通過させた後、加算器へ入力することを特徴
とする特許請求の範囲第（１）項記載のＦＭ復調回路。
（３）基本波ピーク検出回路は、ＦＭ変調波の基本波を
通過させるバンドパスフィルタと、前記バンドパスフィ
ルタの出力信号の位相を９０°シフトする９０°シフト
回路と、前記９０°シフト回路の出力信号をリミッタし
て零クロス点を検出するリミッタ回路より構成すること
を特徴とする特許請求の範囲第（１）項記載のＦＭ復調
回路。
（４）基本波ピーク検出回路は、ＦＭ変調波の基本波を
通過させるバンドパスフィルターと、前記バンドパスフ
ィルターの出力を微分する微分回路と、前記微分回路の
出力信号をリミッタして零クロス点を検出するためのリ
ミッタ回路より、構成することを特徴とする特許請求の
範囲第（１）項記載のＦＭ復調回路。
（５）基本波ピーク検出回路は、ＦＭ変調波を微分する
微分回路と、前記微分回路の出力よりＦＭ変調波の基本
波を通過させるバンドパスフィルターと、前記バンドパ
スフィルターの出力信号をリミッタして零クロス点を検
出するためのリミッタ回路より、構成することを特徴と
する特許請求の範囲第（１）項記載のＦＭ復調回路。
（６）微分回路は、入力信号を微小時間遅延する遅延回
路と、コンパレータより構成され入力信号と遅延回路の
出力信号を前記コンパレータの２入力に入力することを
特徴とする特許請求の範囲第（４）項記載のＦＭ復調回
路。
（７）微分回路は、入力信号を微小時間遅延する遅延回
路と、コンパレータより構成され入力信号と遅延回路の
出力信号を前記コンパレータの２入力に入力することを
特徴とする特許請求の範囲第（５）項記載のＦＭ復調回
路。
（８）パルス発生回路は、コンデンサと抵抗により構成
される微分回路であることを特徴とする特許請求の範囲
第（１）項記載のＦＭ復調回路。