JPH10190356A

JPH10190356A - Ｆｍ復調装置および方法

Info

Publication number: JPH10190356A
Application number: JP8342870A
Authority: JP
Inventors: Masayasu Kaneko; 雅保金子
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1996-12-24
Filing date: 1996-12-24
Publication date: 1998-07-21

Abstract

(57)【要約】【課題】通過帯域を任意に可変して、Ｓ／Ｎの良好な
ＦＭ復調処理を行う。【解決手段】バンドパスフィルタ７１を介して入力さ
れたＦＭ信号を、加算器２１に入力するとともに、遅延
回路２２で所定の時間だけ遅延させた後、加算器２１に
入力する。加算器２１は、２つの入力を加算して、ＰＬ
Ｌ検波回路７２に出力する。遅延回路２２の遅延時間
は、ＦＭ信号の中心周波数ｆ_Cにおいて、ｎτ_Cに設定さ
れている。これにより、加算器２１の出力においては、
相関の高いＦＭ信号が２倍のレベルとなる。可変利得回
路７３は、ＰＬＬ検波回路７２の出力する復調信号の振
幅を制限し、可変遅延回路３２に供給し、可変遅延回路
３２の可変遅延時間を制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＦＭ復調装置およ
び方法に関し、例えば磁気テープに記録されているオー
ディオＦＭ信号を輝度ＦＭ信号から分離して復調する場
合に用いて好適なＦＭ復調装置および方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】Ｓ／Ｎの良さ、外部雑音や妨害に対する
強さといった特徴から、ＦＭ信号は、放送通信、ビデオ
テープへの記録など、多くの分野において用いられてい
る。これらの特徴は、その専有帯域幅が広いことからも
たらされるものである。換言すれば、ＦＭ信号を復調す
るには、最高変調周波数をＰmaxとし、最大周波数偏移
をΔｗとすると、所要帯域の信号を抽出するのに、２
（Δｗ＋Ｐmax）の帯域幅（広帯域幅）のフィルタが必
要となる。その結果、信号が微弱になると、妨害波の影
響を受け易くなり、その瞬時振幅が信号の振幅を超える
と、大きな位相変調を受け、ＦＭ復調信号中に、急激に
大きな雑音が出力される。

【０００３】すなわち、雑音電力の周波数分布は、伝送
帯域内で平坦な特性を有するので、雑音は、キャリアに
対して雑音の各周波数成分で変調した変調指数が低いＰ
Ｍ波の側波帯とみなすことができる。従って、ＦＭ信号
を復調すると、その検波出力には、周波数に比例した、
いわゆる三角ノイズが発生する。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】図２２は、伝送帯域内
における希望波と妨害波の関係を表している。図２２
（Ａ）に示すように、実線で示す希望波に対して、一点
鎖線で示す妨害波がベクトル的に合成されると、破線で
示す合成波が生成される。この合成波は、妨害波が合成
されることで、φの位相変動を受けることになる。図２
２（Ｂ）に示すように、希望波のレベルが小さくなる
と、位相変動φが大きくなり、図２２（Ｃ）に示すよう
に、希望波のレベルがさらに小さくなると、位相変動φ
は、さらに大きくなる。

【０００５】また、妨害波と希望波の各周波数の差の周
期で、キャリアのレベルが小さくなる（場合によって
は、無くなる）ため、ＦＭ復調出力は、この周期で非常
に大きな雑音妨害を受けることになる。希望波のレベル
がさらに小さくなると、キャリアの位相情報は、妨害波
が支配することになる。これを数式で示すと、次のよう
になる。

【０００６】すなわち、いま、希望波（便宜上、無変調
とする）をＡcosｗ_Cｔとし、妨害波をＢcosｗｔとす
る。なお、Δｗ＝ｗ−ｗ_Cであり、β＝Ｂ／Ａとする。

【０００７】ＦＭ復調器の出力ｕ（ｔ）は、次式で表す
ことができる。ｕ（ｔ）＝ｗ_C＋βΔｗ（cosΔｗｔ＋β）／（１＋２β
cosΔｗｔ＋β²）

【０００８】合成波のレベルが最小となるcosΔｗｔ＝
−１のとき、上記式は次のようになる。ｕ（ｔ）＝ｗ_C＋βΔｗ／（β−１）

【０００９】図２２（Ｃ）に示すように、妨害波のレベ
ルが希望波のレベルに近い場合、すなわち、 β＝１＋ε ｜ε｜≪１の場合、そのときのＦＭ復調器の出力ｕ（ｔ）maxは、
次のようになる。ｕ（ｔ）max＝ｗ_C＋Δｗ＋Δｗ／ε

【００１０】妨害波の影響は、各周波数（離調周波数）
およびレベル比に比例するが、図２２（Ｃ）に示すよう
に、妨害波などにより瞬時キャリアが無くなる場合に
は、上記式におけるΔｗ／εの項の値が非常に大きくな
り、復調出力を飽和するほどの波高値の雑音（著しく不
快な受信音）が発生する。この現象は、通常、”音やぶ
れ”現象と言われている。

【００１１】上記式から明らかなように、ＦＭ信号は、
妨害信号のキャリア周波数からの離調が大きいほど（Δ
ｗが大きいほど）、また、妨害信号と希望信号のレベル
の差が小さいほど（εが小さいほど）、妨害信号の影響
を受け易くなる。従って、帯域幅を広くして、所要帯域
を抽出して、ＦＭ復調する場合ほど、弱電界では不利と
なる。

【００１２】本発明は、このような状況に鑑みてなされ
たものであり、雑音による妨害を軽減するようにするも
のである。

【００１３】

【課題を解決するための手段】請求項１に記載のＦＭ復
調装置は、入力されたＦＭ信号を遅延する遅延手段と、
入力されたＦＭ信号と、遅延手段により遅延されたＦＭ
信号を加算する加算手段と、加算手段より出力されたＦ
Ｍ信号を復調する復調手段と、復調手段の出力のレベル
を制限し、制限したレベルに対応して遅延手段の遅延時
間を制御する制限手段とを備えることを特徴とする。

【００１４】請求項５に記載のＦＭ復調方法は、入力さ
れたＦＭ信号を遅延する遅延ステップと、入力されたＦ
Ｍ信号と、遅延されたＦＭ信号を加算する加算ステップ
と、加算ステップで加算出力されたＦＭ信号を復調する
復調ステップと、復調ステップでの出力のレベルを制限
し、制限したレベルに対応して遅延ステップの遅延時間
を制御する制限ステップとを備えることを特徴とする。

【００１５】請求項１に記載のＦＭ復調装置および請求
項５に記載のＦＭ復調方法においては、入力されたＦＭ
信号と、遅延されたＦＭ信号を加算した信号がＦＭ復調
される。ＦＭ復調出力のレベルが制限され、制限された
レベルに対応して遅延時間が制御される。

【００１６】請求項６に記載のＦＭ復調装置は、入力さ
れたＦＭ信号を遅延する遅延手段と、入力されたＦＭ信
号と、遅延手段により遅延されたＦＭ信号を加算する加
算手段と、加算手段より出力されたＦＭ信号を復調する
復調手段とを備え、遅延手段は、定遅延特性を有する第
１の遅延手段と、単峰遅延特性を有する第２の遅延手段
とを備えることを特徴とする。

【００１７】請求項７に記載のＦＭ復調方法は、入力さ
れたＦＭ信号を遅延する遅延ステップと、入力されたＦ
Ｍ信号と、遅延されたＦＭ信号を加算する加算ステップ
と、加算されたＦＭ信号を復調する復調ステップとを備
え、遅延ステップでは、入力されたＦＭ信号を、定遅延
特性で遅延するとともに、単峰遅延特性で遅延すること
を特徴とする。

【００１８】請求項６に記載のＦＭ復調装置および請求
項７に記載のＦＭ復調方法においては、ＦＭ信号が、定
遅延特性で遅延されるとともに、単峰遅延特性でも遅延
される。従って、所望の帯域のＦＭ信号を抽出し、復調
することができる。

【００１９】請求項８に記載のＦＭ復調装置は、入力さ
れたＦＭ信号を遅延する遅延手段と、入力されたＦＭ信
号と、遅延手段により遅延されたＦＭ信号を加算する加
算手段と、加算手段より出力されたＦＭ信号を復調する
復調手段とを備え、遅延手段は、入力されたＦＭ信号の
第１の周波数帯域を抽出する第１の抽出手段と、入力さ
れたＦＭ信号、または第１の抽出手段の出力するＦＭ信
号から第２の周波数帯域を抽出する第２の抽出手段とを
備え、第１の抽出手段と第２の抽出手段の一方は、遅延
手段として機能することを特徴とする。

【００２０】請求項９に記載のＦＭ復調方法は、入力さ
れたＦＭ信号を遅延する遅延ステップと、入力されたＦ
Ｍ信号と、遅延ステップにより遅延されたＦＭ信号を加
算する加算ステップと、加算ステップで加算されたＦＭ
信号を復調する復調ステップとを備え、遅延ステップで
は、入力されたＦＭ信号の第１の周波数帯域を抽出する
第１の抽出ステップと、入力されたＦＭ信号、または第
１の抽出ステップで抽出されたＦＭ信号から第２の周波
数帯域を抽出する第２の抽出ステップとを備え、第１の
抽出ステップと第２の抽出ステップの一方の抽出による
遅延を、遅延ステップにおける遅延としても利用するこ
とを特徴とする。

【００２１】請求項８に記載のＦＭ復調装置および請求
項９に記載のＦＭ復調方法においては、ＦＭ信号から所
定の帯域を抽出するのに必要な時間が、所定の遅延時間
を得るための処理としても利用される。従って、構成を
簡略化し、低コスト化することが可能となる。

【００２２】

【発明の実施の形態】以下に本発明の実施の形態を説明
するが、特許請求の範囲に記載の発明の各手段と以下の
実施の形態との対応関係を明らかにするために、各手段
の後の括弧内に、対応する実施の形態（但し一例）を付
加して本発明の特徴を記述すると、次のようになる。但
し勿論この記載は、各手段を記載したものに限定するこ
とを意味するものではない。

【００２３】請求項１に記載のＦＭ復調装置は、入力さ
れたＦＭ信号を遅延する遅延手段（例えば、図７の遅延
回路２２）と、入力されたＦＭ信号と、遅延手段により
遅延されたＦＭ信号を加算する加算手段（例えば、図７
の加算器２１）と、加算手段より出力されたＦＭ信号を
復調する復調手段（例えば、図７のＰＬＬ検波回路７
２）と、復調手段の出力のレベルを制限し、制限したレ
ベルに対応して遅延手段の遅延時間を制御する制限手段
（例えば、図７の可変利得回路７３）とを備えることを
特徴とする。

【００２４】請求項３に記載のＦＭ復調装置は、加算手
段の出力するＦＭ信号のキャリアのレベルを検出し、そ
の検出結果に対応して、制限手段によるレベルの制限値
を制御する検出手段（例えば、図７のＲＦ検出回路７
５）をさらに備えることを特徴とする。

【００２５】請求項４に記載のＦＭ復調装置は、遅延手
段は、一定の遅延時間を与える固定遅延手段（例えば、
図７の固定遅延回路３１）と、制限手段の出力に対応す
る可変の遅延時間を与える可変遅延手段（例えば、図７
の可変遅延回路３２）とを備えることを特徴とする。

【００２６】請求項５に記載のＦＭ復調装置は、入力さ
れたＦＭ信号の第１の周波数帯域を抽出する第１の抽出
手段（例えば、図６の狭帯域フィルタ５１）と、入力さ
れたＦＭ信号、または第１の抽出手段の出力するＦＭ信
号から第２の周波数帯域を抽出する第２の抽出手段（例
えば、図６の広帯域フィルタ５２）とを備え、第１の抽
出手段と第２の抽出手段の一方は、遅延手段として機能
することを特徴とする。

【００２７】この発明においては、近接する周波数帯域
の２つのＦＭ信号を、その相関を利用して分離し、復調
する。

【００２８】図１は、所謂８mm方式のビデオカセットレ
コーダ（商標）の磁気テープ上に記録される信号のスペ
クトラムを表している。同図に示すように、最も高い周
波数帯域には、輝度信号で、所定のキャリアを、周波数
変調したＦＭ輝度信号（ＹＦＭ信号）が配置されてい
る。ＦＭ輝度信号より低い７４３．４４４ｋＨｚのキャ
リアは、低域変換色度信号で振巾変調されている。低域
変換色度信号よりさらに低い周波数には、４つの周波数
のトラッキングパイロット信号（ＡＴＦ信号）が配置さ
れている。

【００２９】さらにまた、ＦＭ輝度信号と低域変換色度
信号の間には、１．５ＭＨｚのキャリアを、左（Ｌ）と
右（Ｒ）のステレオ信号の和信号（Ｌ＋Ｒ信号）で周波
数変調したＦＭオーディオ信号（ＡＦＭ信号）と、差信
号（Ｌ−Ｒ信号）で１．７ＭＨｚのキャリアを周波数変
調したＦＭオーディオ信号（ＡＦＭ信号）が配置されて
いる。

【００３０】水平同期周期さらには垂直同期周期におい
ては無相関のＡＦＭ信号も、例えば数μｓ以内の周期に
おいては、比較的高い相関を有している。これに対し
て、この周期に相当するような輝度信号（ＹＦＭ信号）
の高域成分は、たまたまその画像が、その周期において
相関を有するような特殊な場合を除いて、一般的には相
関性は低い。従って、くし型フィルタに、相関性の高い
ＡＦＭ信号と相関性の低いＹＦＭ信号を含む磁気テープ
からの再生信号（周波数多重信号）を供給し、処理する
ことで、相関性の低いＹＦＭ信号のレベルを抑圧し、相
関性の高いＡＦＭ信号のレベルを大きくすることができ
る。

【００３１】図２は、このような処理を行うくし型フィ
ルタの構成例を表している。８mm方式のビデオカセット
テープ２０には、上述したように、図１に示すようなフ
ォーマットで信号（周波数多重信号）が記録されてい
る。このビデオカセットテープ２０の再生信号は、端子
Ｘからくし型フィルタに入力され、加算器２１に供給さ
れる。また、端子Ｘより入力された信号の一部は、遅延
回路２２において、時間τ（秒）だけ遅延された後、加
算器２１に供給される。加算器２１は、端子Ｘより入力
された遅延されていない信号と、遅延回路２２により時
間τだけ遅延された信号を加算し、端子Ｙから出力す
る。上述したように、ビデオカセットテープ２０の再生
信号にはＡＦＭ信号とＹＦＭ信号が含まれているが、遅
延時間τを、ＡＦＭ信号が充分な相関を有する時間に設
定すれば、端子Ｙから出力される信号中のＡＦＭ信号の
レベルを、ＹＦＭ信号に較べて充分大きくすることがで
きる。

【００３２】いま、このくし型フィルタの入出力をそれ
ぞれｘ，ｙ、その伝達関数をＧ（ｗ）、その振幅特性を
｜Ｇ（ｗ）｜とすると、それぞれの値は、次式で表され
る。伝達関数Ｇ（ｗ）＝ｙ／ｘ＝１−ｅ＾（−ｊｗτ） …（１）振幅特性｜Ｇ（ｗ）｜＝２｜ＳＩＮｗτ／２｜ …（２）

【００３３】ここで、図２のくし型フィルタで抽出され
るＦＭ信号の角周波数（抽出角周波数）ｗ_Cと遅延時間
τの関係を求めると、｜Ｇ（ｗ_C）｜＝１より、次のよ
うになる。ｗ_C・τ／２＝ｎπ …（３） τ＝ｎτ_c …（４）ここで、ｎ＝０，１，２・・・である。また、抽出周波数をｆ_Cとすると、次式が成立
する。２πｆ_C＝ｗ_C τ_c ＝１／ｆ_C

【００３４】なお、加算器２１の加算を、逆極性の信号
を減算することで実行する場合は、ｎ＝（２ｍ＋１）τ_c／２（ｍ＝０，１，２，…）となる。

【００３５】すなわち、非相関信号を抑圧し、相関信号
を抽出するには、遅延回路２２の遅延時間τは、抽出し
たい周波数ｆ_Cの周期τ_cのｎ倍の遅延時間に設定する必
要がある。これを抽出遅延時間τ_fと呼ぶことにする。

【００３６】次に、ＦＭ信号に対する抽出遅延時間につ
いて考察する。ＦＭ信号の瞬時角周波数をｗ_i、変調信
号をａ・ＣＯＳｐｔ、比例定数をＫ_fとすると、次式
が成立する。ｗ_i＝ｗ_C＋Ｋ_f・ａ・ＣＯＳｐｔ＝ｗ_C＋Δｗ・ＣＯＳｐｔ …（５）ここでａは変調レベル、ｐは変調角周波数である。Δｗ
（＝ａ・Ｋ_f＝２πΔｆ）は角周波数偏位であり、変調
レベルａに比例する。また、Δｆは周波数偏位である。

【００３７】ＦＭ信号の抽出遅延時間τ_fは、（３）式
におけるｗ_Cを、（５）式のｗ_i で置換することによ
り、また、Δｗ／ｗ_C≪１であるから、次のように表さ
れる。 τ_f ＝２ｎπ／ｗ_i＝２ｎπ／ｗ_C（１＋（Δｗ／ｗ_C）・ＣＯＳｐｔ） ≒２ｎπ（１−（Δｗ／ｗ_C）・ＣＯＳｐｔ）／ｗ_C …（６）また、ｗ_C＝２πｆ_C，Δｗ＝２πΔｆ，１／ｆ_C＝τ_cで
あるから、（６）式は次のようになる。 τ_f≒ｎτ_c（１−（Δｆ／ｆ_C）・ＣＯＳｐｔ） ≒τ−τ_a・ＣＯＳｐｔ …（７）ここでτ_a＝τ・（Δｆ／ｆ_C）＝τ・（Δｗ／ｗ_C）で
ある。

【００３８】（５）式と（７）式を比較すると、角周波
数ｗ_iと遅延時間τ_fが対応しているのが判る。

【００３９】（７）式を（４）式と比較すると明らかな
ように、相関を利用してＦＭ信号を抽出するには、図３
に示すように、遅延回路２２を、固定遅延回路３１と可
変遅延回路３２とに区分し、固定遅延回路３１による固
定遅延τに加えて、さらに、可変遅延回路３２により、
変調レベルに対応する復調レベルに比例する可変遅延を
逆極性で施せば良いことが判る。いま、図３の遅延回路
２２に、仮に、ｅ＾（ｊｗ_C ｔ）を入力すると、その出
力は、ｅ＾（ｊ（ｗ_C（ｔ−τ）＋τ・Δｗ・ＣＯＳｐ
ｔ））となり、遅延回路２２では、 τ・Δｗ・ＣＯＳｐｔの位相変調が行われていることになる。換言すれば、こ
のことは、ＦＭ信号を遅延時間τ_f秒後の相関性を利用
して抽出するためには、図３に示すように、固定遅延回
路３１により時間τだけ遅延させるだけでなく、可変遅
延回路３２で τ・Δｗ・ＣＯＳｐｔの位相変調を行う必要があることを示している。

【００４０】次に、図４を参照して、加算器２１と遅延
回路２２よりなるくし型フィルタによる妨害信号に対す
る改善効果をベクトル的に説明する。図４において、入
力されたＦＭ信号が遅延回路２２で遅延されると、その
遅延時間は、ｎτ_Cであるから、希望波の位相は、本信
号系における希望波の位相と同相となる。従って、加算
器２１の出力するＦＭ信号の希望波は、本信号系の希望
波のレベルと、遅延信号系の希望波のレベルとが加算さ
れるため、元のレベルの２倍となる。

【００４１】これに対して、遅延回路２２で遅延され
た、相関を有しない妨害波の位相は、本信号系（遅延さ
れていない信号系）に対して、Δｗτ_fだけ遅延され
る。妨害波は相関を有しないため、この位相は、本信号
系の位相とは異なっている。その結果、加算器２１で遅
延信号系の妨害波と本信号系の妨害波とがベクトル的に
合成されると、合成された妨害波は、そのレベルが元の
レベルより小さくなる。従って、合成された希望波と合
成された妨害波とをベクトル的に合成して得た合成波が
受ける位相変動φは、入力の段階（本信号系）における
位相変動φより、充分小さくなる。

【００４２】妨害波が希望波と同一周波数である場合、
Δｗ＝０であるから、Δｗｎτ_C＝０となり、雑音特性
は改善されないが、離調周波数Δｗがπ／ｎτ_C近傍の
値である場合、妨害信号は、本信号系に対して逆相とな
るので、加算器２１で加算することで相殺される。この
相殺される周波数が抽出する周波数帯域の限界周波数に
なるようにくし型フィルタの特性を設定するのが好まし
い。

【００４３】相関時間後も本信号系と遅延信号系の両方
に妨害信号が同時に存在することは稀であり、通常は、
例えばイグニッションノイズのようにランダムな妨害信
号は、遅延回路２２の遅延時間後においても、まだ存在
することはほとんど無い。従って、加算器２１で時系列
的にノイズを加算すると、ノイズの数は倍となるが、そ
のレベルは変化しない。これに対して、上述したよう
に、希望波は、そのレベルが２倍となるので、希望波の
妨害波に対する比がＦＭ所要帯域幅全般に渡って６ｄＢ
だけ改善されたことになり、ＦＭ復調ノイズは、大幅に
低減される。

【００４４】また、希望波が瞬時的に欠落（ドロップア
ウト）したとしても、希望波は、相関的に補間されるの
で、欠落による影響を軽減することができる。

【００４５】遅延回路２２の遅延時間は、ＦＭ信号の基
本周期の整数倍に設定する必要がある。従って、例えば
ＦＭ信号の所定の周波数帯域を抽出するためのバンドパ
スフィルタの群遅延が一定（定遅延特性）であるとする
と、減衰極の周波数が一意的に決定されるため、復調時
に要求される所要帯域幅に合わない場合が発生する。

【００４６】例えば遅延回路２２として、図５（Ｃ）の
曲線ａに示す線形な特性の可変遅延回路３２だけを設け
ると、くし型フィルタの通過帯域幅は、図５（Ａ）に示
すように、その減衰極が等間隔に発生することになる。
その結果、必要な通過帯域幅に較べて、必要以上に広い
帯域幅となってしまい、ノイズによる影響を受け易くな
る。

【００４７】これに対して、遅延回路２２に、図５
（Ｃ）の曲線ｂで示すような、非線形な遅延特性（単峰
遅延特性）、または所定の帯域においてのみ定遅延特性
を有する固定遅延回路３１を付加することで、くし型フ
ィルタの通過帯域を、図５（Ｂ）に示すように、その減
衰極が等間隔に発生せず、希望する通過帯域幅に丁度合
った幅に設定することが可能となる。これにより、通過
帯域幅が必要以上に広くなってしまうことが防止され、
ノイズに対する特性を改善することができる。

【００４８】ところで、ＦＭ信号の受信復調時に、変調
信号の周波数偏移などの帯域幅に応じて、入力信号か
ら、復調するのに必要な帯域の信号を抽出するフィルタ
の通過帯域を切り替えるようにする場合がある。例え
ば、図６（Ａ）に示すように、より狭い通過帯域を有す
る狭帯域フィルタ５１と、より広い通過帯域を有する広
帯域フィルタ５２とを並列に設け、スイッチ５３で一方
のフィルタ出力を選択するようにする構成が知られてい
る。

【００４９】このような構成を実現する場合、本発明に
おいては、図６（Ｂ）または図６（Ｃ）に示すように、
各フィルタが配置される。

【００５０】すなわち、図６（Ｂ）に示す構成において
は、ＦＭ信号が狭帯域フィルタ５１に入力され、所定の
帯域の成分が抽出される。そして、その出力が加算器６
２に供給されるとともに、広帯域フィルタ５２にも供給
される。広帯域フィルタは、入力された信号から、所定
の帯域を抽出し、可変遅延回路６１を介して、加算器６
２に供給する。加算器６２は、狭帯域フィルタ５１の出
力と可変遅延回路６１の出力を加算し、出力する。

【００５１】すなわち、この構成例においては、加算器
６２が、図３における加算器２１に対応しており、広帯
域フィルタ５２が、図３における固定遅延回路３１に対
応しており、可変遅延回路６１が、図３における可変遅
延回路３２に対応している。広帯域フィルタ５２と可変
遅延回路６１の遅延時間の合計は、通過帯域の中心の周
波数ｆ_Cにおいて、ｎτ_Cとなるように設定される。これ
により、図３に示した構成と同様に、加算器６２からＳ
／Ｎの良好なＦＭ信号を得ることができる。

【００５２】また、図６（Ｃ）に示す構成例において
は、ＦＭ信号が狭帯域フィルタ５１と広帯域フィルタ５
２の両方に入力される。狭帯域フィルタ５１の出力は、
加算器６２に入力される。また、広帯域フィルタ５２の
出力は、可変遅延回路６１を介して、加算器６２に入力
される。この構成の場合、広帯域フィルタ５２と可変遅
延回路６１の合計の遅延時間と、狭帯域フィルタ５１の
遅延時間の差が、通過帯域の中心周波数ｆ_Cにおいて、
ｎτ_Cとなるように設定される。これにより、図６
（Ｂ）に示す場合と同様の効果を実現することができ
る。

【００５３】図６（Ｂ）または図６（Ｃ）に示す構成
は、変周比（＝周波数偏移／キャリア周波数）が大きい
場合には適用することが困難であるが、周波数偏移が小
さい場合には、このような構成を採用することができ
る。このようにすると、帯域フィルタを遅延回路の一部
として利用することができるので、構成を簡略化し、低
コスト化することが可能となる。

【００５４】図７は、以上の原理に従って、伝送路を介
して伝送されてきた（例えば、ビデオカセットテープ２
０から再生された）ＦＭ信号を受信し、これを復調する
場合のＦＭ復調装置の具体的な構成例を表している。こ
の構成例においては、ＦＭ信号がバンドパスフィルタ
（ＢＰＦ）７１に入力され、所定の周波数帯域の成分が
分離された後、加算器２１と遅延回路２２に入力され
る。遅延回路２２は、図３における場合と同様に、固定
遅延回路３１と可変遅延回路３２で構成されている。そ
して、可変遅延回路３２の出力が加算器２１に供給さ
れ、バンドパスフィルタ７１からの信号と加算される。

【００５５】加算器２１の出力は、ＰＬＬ検波回路７２
に入力され、ＦＭ検波される。そして、ＰＬＬ検波回路
７２の出力は、ディエンファシス回路７４に入力され、
ディエンファシス処理された後、図示せぬ回路に出力さ
れる。また、ＰＬＬ検波回路７２の出力する復調信号
は、可変利得回路７３に入力され、その振幅（レベル）
が所定の値に制限された後、可変遅延回路３２に入力さ
れ、可変遅延回路３２の遅延時間を制御する。

【００５６】すなわち、この図７に示す構成例のくし型
フィルタの通過帯域特性は、可変利得回路７３で、その
振幅を制限しない場合には、図８（Ａ）において、太い
破線で示すような広い通過帯域の特性となっている。こ
れに対して、可変利得回路７３で復調信号の振幅を制限
するようにした場合には、その通過帯域特性は、図８
（Ｂ）に示すように、図８（Ａ）に示す場合より狭くな
る。

【００５７】そこで、加算器２１の出力するＦＭ信号の
レベル（キャリアのレベル）をＲＦ検出回路７５で検出
し、その検出結果に対応して、可変利得回路７３の振幅
制限値を制御するようにすることで、帯域通過特性を自
動的に制御することができる。雑音は、所要帯域幅にお
いて一定であるが、信号は、中心周波数ｆ_C付近におい
て、最大の相関を有するものとなる。そこで、ＲＦ検出
回路７５が検出するＦＭ信号の（ＲＦ信号の）レベルが
小さくなった場合には、可変利得回路７３を制御して、
その振幅値を小さい値に設定させるように制御すれば、
図８（Ｂ）に示すような通過帯域特性が実現されるの
で、結果的にＳ／Ｎを重視したＦＭ復調処理を行うこと
ができる。

【００５８】次に、以上の各回路の具体的な特性例につ
いて説明する。図９は、図３の固定遅延回路３１の遅延
特性を表している。同図に示すように、遅延特性は、図
５（Ｃ）の曲線ｂに対応して、中心周波数ｆ_C（＝１．
５ＭＨｚ）においてピークを呈し、それより低い周波
数、およびそれより高い周波数において、遅延時間が少
なくなるノンリニア特性となっている。遅延回路３１の
ゲインは、ほぼ一定とされている。

【００５９】図１０は、固定遅延回路３１の位相特性を
表している。同図に示すように、中心周波数ｆ_C±１０
０ｋＨｚにおいて、位相が大きく変化する特性となって
いる。

【００６０】図１１は、図３の加算器２１の出力の特性
（すなわち、くし型フィルタの出力特性）を表してい
る。ゲインと位相が、それぞれ中心周波数ｆ_C±１００
ｋＨｚ付近において、減衰極を構成していることがわか
る。

【００６１】図１２は、図６（Ｂ）の広帯域フィルタ５
２のゲインと位相の特性を表している。また、図１３
は、図６（Ｂ）の加算器６２の出力のゲインと位相の特
性を表している。

【００６２】図１４は、図３の固定遅延回路３１の群遅
延時間を変更した場合の特性を表している。同図に示す
ように、群遅延の遅延時間を短くすると、通過帯域が広
くなり、長くすると、通過帯域が狭くなる。

【００６３】図１５は、固定遅延回路３１の中心周波数
ｆ_Cをシフトした場合の減衰極のシフトの様子を表して
いる。

【００６４】図１６は、図３の加算器２１に対して、可
変遅延回路３２の出力を供給した場合（オンした場合）
と、供給しない場合（オフした場合）の加算器２１の出
力特性を表している。オンした場合、中心周波数から離
れた帯域に減衰極が形成されていることがわかる。

【００６５】図１７は、図７のＰＬＬ検波回路７２の出
力の特性を表している。この場合においても、加算器２
１に可変遅延回路３２の出力を供給した場合（オンした
場合）、供給しない場合（オフした場合）に較べて、広
域の周波数帯域におけるノイズが抑制されていることが
わかる。

【００６６】図１８は、ＦＭ信号にイグニッションノイ
ズを付加した場合における図７のＰＬＬ検波回路７２の
出力の特性を表している。この場合においても、可変遅
延回路３２をオフした場合より、オンした場合の方が、
ノイズを抑制することができることがわかる。

【００６７】図１９と図２０は、イグニッションノイズ
を付加したＦＭ信号をＰＬＬ検波回路７２で復調して得
られたＦＭ復調信号の波形を観測した状態を表してい
る。図１９は、可変遅延回路３２をオフした場合であ
り、図２０は、オンした場合を表している。図２０に示
す場合、図１９に示す場合に較べて、パルス状のノイズ
が抑制されていることがわかる。

【００６８】図２１は、図３の加算器２１の出力特性を
示す。曲線ｂは、加算器２１に入力される本線系の信号
を表しており、曲線ａは、可変遅延回路３２をオンした
場合の加算器２１の出力特性を表している。曲線ａは、
曲線ｂに対して、６ｄＢだけ出力が増加していることが
わかる。曲線ｃは、可変遅延回路３２を停止状態とした
（復調信号をオフとした）場合を表している。この場
合、通過帯域幅が狭くなっていることがわかる。この場
合、ＦＭ信号は、振幅変動分をもち、復調信号は、瞬時
的に歪みを伴うが、信号が雑音に埋もれるような弱電界
の環境下では、雑音を抑制することができる。

【００６９】以上の実施の形態においては、ビデオカセ
ットテープ２０が再生したＦＭ信号を復調する場合を例
としたが、この他、チューナなどで受信したＦＭ信号を
復調する場合にも、本発明は適用することが可能であ
る。

【００７０】

【発明の効果】以上の如く、請求項１に記載のＦＭ復調
装置および請求項５に記載のＦＭ復調方法によれば、復
調信号のレベルを制限し、制限したレベルに対応して遅
延時間を制御するようにしたので、通過帯域幅を任意に
変更しつつ、Ｓ／Ｎの良好なＦＭ復調処理を行うことが
可能となる。

【００７１】請求項６に記載のＦＭ復調装置および請求
項７に記載のＦＭ復調方法によれば、ＦＭ信号を、定遅
延特性で遅延するとともに、単峰遅延特性でも遅延する
ようにしたので、所望の帯域のＦＭ信号を抽出し、復調
することができる。

【００７２】請求項８に記載のＦＭ復調装置および請求
項９に記載のＦＭ復調方法によれば、ＦＭ信号から所定
の帯域を抽出するのに必要な時間を、所定の遅延時間を
得るための処理としても利用するようにしたので、構成
を簡略化し、低コスト化することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】８mm方式の記録信号のスペクトラムを説明する
図である。

【図２】本発明のＦＭ復調装置を構成するくし型フィル
タの原理的構成を示すブロック図である。

【図３】本発明のＦＭ復調装置を構成するくし型フィル
タの構成例を示すブロック図である。

【図４】妨害波の影響を軽減する動作を説明する図であ
る。

【図５】図３のくし型フィルタの特性を説明する図であ
る。

【図６】本発明のくし型フィルタの他の構成例を示すブ
ロック図である。

【図７】本発明のＦＭ復調装置の構成例を示すブロック
図である。

【図８】図７の実施の形態の通過帯域特性を示す図であ
る。

【図９】固定遅延回路３１の遅延特性を示す図である。

【図１０】固定遅延回路３１の位相特性を示す図であ
る。

【図１１】図３の加算器２１の出力特性を示す図であ
る。

【図１２】図６（Ｂ）の広帯域フィルタ５２のゲインと
位相特性を示す図である。

【図１３】図６（Ｂ）の加算器６２の出力特性を示す図
である。

【図１４】図３の固定遅延回路３１の群遅延特性を示す
図である。

【図１５】図３の加算器２１の出力特性を示す図であ
る。

【図１６】図３の加算器２１の出力特性を示す図であ
る。

【図１７】図７のＰＬＬ検波回路７２の出力特性を示す
図である。

【図１８】図７のＰＬＬ検波回路７２の出力特性を示す
図である。

【図１９】図７のＰＬＬ検波回路７２の出力する信号の
波形を示す図である。

【図２０】図７のＰＬＬ検波回路７２の出力する信号の
波形を示す図である。

【図２１】図３の加算器２１の出力特性を示す図であ
る。

【図２２】希望波に対する妨害波の妨害を説明する図で
ある。

【符号の説明】

２１加算器，２２遅延回路，３１固定遅延回
路，３２可変遅延回路，５１狭帯域フィルタ，
５２広帯域フィルタ，６１可変遅延回路，６
２加算器，７１バンドパスフィルタ，７２Ｐ
ＬＬ検波回路，７３可変利得回路，７４ディエン
ファシス回路，７５ＲＦ検出回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力されたＦＭ信号を遅延する遅延手段
と、前記入力されたＦＭ信号と、前記遅延手段により遅延さ
れたＦＭ信号を加算する加算手段と、前記加算手段より出力された前記ＦＭ信号を復調する復
調手段と、前記復調手段の出力のレベルを制限し、制限したレベル
に対応して前記遅延手段の遅延時間を制御する制限手段
とを備えることを特徴とするＦＭ復調装置。
【請求項２】前記遅延手段の遅延時間は、前記加算手
段の一方の入力と他方の入力の時間差が、前記ＦＭ信号
の基本周期の整数倍となるように設定されていることを
特徴とする請求項１に記載のＦＭ復調装置。
【請求項３】前記加算手段の出力するＦＭ信号のキャ
リアのレベルを検出し、その検出結果に対応して、前記
制限手段によるレベルの制限値を制御する検出手段をさ
らに備えることを特徴とする請求項１に記載のＦＭ復調
装置。
【請求項４】前記遅延手段は、一定の遅延時間を与える固定遅延手段と、前記制限手段の出力に対応する可変の遅延時間を与える
可変遅延手段とを備えることを特徴とする請求項１に記
載のＦＭ復調装置。
【請求項５】入力されたＦＭ信号を遅延する遅延ステ
ップと、前記入力されたＦＭ信号と、前記遅延されたＦＭ信号を
加算する加算ステップと、前記加算ステップで加算出力された前記ＦＭ信号を復調
する復調ステップと、前記復調ステップでの出力のレベルを制限し、制限した
レベルに対応して前記遅延ステップの遅延時間を制御す
る制限ステップとを備えることを特徴とするＦＭ復調方
法。
【請求項６】入力されたＦＭ信号を遅延する遅延手段
と、前記入力されたＦＭ信号と、前記遅延手段により遅延さ
れたＦＭ信号を加算する加算手段と、前記加算手段より出力された前記ＦＭ信号を復調する復
調手段とを備え、前記遅延手段は、定遅延特性を有する第１の遅延手段と、単峰遅延特性を有する第２の遅延手段とを備えることを
特徴とするＦＭ復調装置。
【請求項７】入力されたＦＭ信号を遅延する遅延ステ
ップと、前記入力されたＦＭ信号と、前記遅延されたＦＭ信号を
加算する加算ステップと、前記加算された前記ＦＭ信号を復調する復調ステップと
を備え、前記遅延ステップでは、前記入力されたＦＭ信号を、定遅延特性で遅延するとと
もに、単峰遅延特性で遅延することを特徴とするＦＭ復
調方法。
【請求項８】入力されたＦＭ信号を遅延する遅延手段
と、前記入力されたＦＭ信号と、前記遅延手段により遅延さ
れたＦＭ信号を加算する加算手段と、前記加算手段より出力された前記ＦＭ信号を復調する復
調手段とを備え、前記遅延手段は、前記入力されたＦＭ信号の第１の周波数帯域を抽出する
第１の抽出手段と、前記入力されたＦＭ信号、または前記第１の抽出手段の
出力するＦＭ信号から第２の周波数帯域を抽出する第２
の抽出手段とを備え、前記第１の抽出手段と第２の抽出手段の一方は、前記遅
延手段として機能することを特徴とするＦＭ復調装置。
【請求項９】入力されたＦＭ信号を遅延する遅延ステ
ップと、前記入力されたＦＭ信号と、前記遅延ステップにより遅
延されたＦＭ信号を加算する加算ステップと、前記加算ステップで加算された前記ＦＭ信号を復調する
復調ステップとを備え、前記遅延ステップでは、前記入力されたＦＭ信号の第１の周波数帯域を抽出する
第１の抽出ステップと、前記入力されたＦＭ信号、または前記第１の抽出ステッ
プで抽出されたＦＭ信号から第２の周波数帯域を抽出す
る第２の抽出ステップとを備え、前記第１の抽出ステップと第２の抽出ステップの一方の
抽出による遅延を、前記遅延ステップにおける遅延とし
ても利用することを特徴とするＦＭ復調方法。