JPH056815B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH056815B2 JPH056815B2 JP60021526A JP2152685A JPH056815B2 JP H056815 B2 JPH056815 B2 JP H056815B2 JP 60021526 A JP60021526 A JP 60021526A JP 2152685 A JP2152685 A JP 2152685A JP H056815 B2 JPH056815 B2 JP H056815B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- subcarrier
- signal
- circuit
- wave
- current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 239000002131 composite material Substances 0.000 claims description 18
- 239000000284 extract Substances 0.000 claims description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 238000000034 method Methods 0.000 description 7
- 230000005855 radiation Effects 0.000 description 5
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000002093 peripheral effect Effects 0.000 description 3
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 230000002265 prevention Effects 0.000 description 2
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 2
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 239000000203 mixture Substances 0.000 description 1
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
- 230000005428 wave function Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
- H04H40/27—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95
- H04H40/36—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving
- H04H40/45—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/2209—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders
- H03D1/2227—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders using switches for the decoding
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
- H04H40/27—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95
- H04H40/36—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving
- H04H40/45—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving
- H04H40/72—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving for noise suppression
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、FMステレオ信号を復調する際に
用いて好適なFMマルチプレツクス復調回路に関
する。
用いて好適なFMマルチプレツクス復調回路に関
する。
従来、FMマルチプレツクス復調回路として
は、スイツチング方式、あるいはアナログ乗算方
式が一般に用いられている。
は、スイツチング方式、あるいはアナログ乗算方
式が一般に用いられている。
スイツチング方式は、第７図に示すようにサブ
キヤリア生成回路１によつて、コンポジツト信号
中のパイロツト信号に基づき、矩形波サブキヤリ
ア（38KHz）φ、を作成し、このサブキヤリア
φ、によつてスイツチングトランジスタQa、
Qbを交互にオン、オフさせてFMマルチプレツク
ス復調を行なう。
キヤリア生成回路１によつて、コンポジツト信号
中のパイロツト信号に基づき、矩形波サブキヤリ
ア（38KHz）φ、を作成し、このサブキヤリア
φ、によつてスイツチングトランジスタQa、
Qbを交互にオン、オフさせてFMマルチプレツク
ス復調を行なう。
また、アナログ乗算方式は、第８図に示すよう
にサブキヤリア生成回路２によつて正弦波のサブ
キヤリアS1、1を作成し、このサブキヤリアS1、
Ｓ1とコンポジツト信号とをアナログ乗算器３，
４で各々乗算してFMマルチブレツクス復調を行
なう。
にサブキヤリア生成回路２によつて正弦波のサブ
キヤリアS1、1を作成し、このサブキヤリアS1、
Ｓ1とコンポジツト信号とをアナログ乗算器３，
４で各々乗算してFMマルチブレツクス復調を行
なう。
ところで、前述したスイツチング方式において
は、以下に述べる欠点があつた。
は、以下に述べる欠点があつた。
矩形波のサブキヤリアによるスイツチングを
行なうため、周辺回路に対して好調波輻射（ラ
ジエーシヨン）が生じ易い。
行なうため、周辺回路に対して好調波輻射（ラ
ジエーシヨン）が生じ易い。
サブキヤリアが矩形波であるため、スイツチ
ング時に38KHzの高調波例えば、114KHz、
190KHz……に相当するコンポジツト信号中の
雑音に対しても復調感度を有してしまい、ビー
ト防害が生じ易い。
ング時に38KHzの高調波例えば、114KHz、
190KHz……に相当するコンポジツト信号中の
雑音に対しても復調感度を有してしまい、ビー
ト防害が生じ易い。
スイツチング用に高速素子が必要となる。ま
た、前述したアナログ乗算方式においては、正
確に位相同期した正弦波のサブキヤリアを生成
するのが難かしく、位相ずれによるセパレーシ
ヨンの悪化を招き易いという欠点がある。
た、前述したアナログ乗算方式においては、正
確に位相同期した正弦波のサブキヤリアを生成
するのが難かしく、位相ずれによるセパレーシ
ヨンの悪化を招き易いという欠点がある。
この発明は、上述した事情に鑑みてなされたも
ので、周辺回路への高調波輻射、サブキヤリアの
位相ずれ、およびビート防害等がなく、また、高
速のスイツチング素子等も不要とすることができ
るFMマルチブレツクス復調回路を提供すること
を目的としている。
ので、周辺回路への高調波輻射、サブキヤリアの
位相ずれ、およびビート防害等がなく、また、高
速のスイツチング素子等も不要とすることができ
るFMマルチブレツクス復調回路を提供すること
を目的としている。
〔問題点を解決するための手段〕
この発明は、上記問題点を解決するために、
FM検波器から出力されるコンポジツト信号から
三角波のサブキヤリア信号を生成する三角波生成
手段と、前記サブキヤリア信号を正弦波または正
弦波に近似した関数特性に変換するとともに、こ
の関数特性によつて前記コンポジツト信号を増幅
して出力する演算回路とを具備し、前記演算回路
の出力端からマルチプレツクス復調信号を取り出
すようにしている。
FM検波器から出力されるコンポジツト信号から
三角波のサブキヤリア信号を生成する三角波生成
手段と、前記サブキヤリア信号を正弦波または正
弦波に近似した関数特性に変換するとともに、こ
の関数特性によつて前記コンポジツト信号を増幅
して出力する演算回路とを具備し、前記演算回路
の出力端からマルチプレツクス復調信号を取り出
すようにしている。
前記三角波生成手段によつて、コンポジツト信
号から容易に生成される三角波のサブキヤリアを
用いながらも、結果的には前記演算回路によつて
コンポジツト信号と正弦波関数（正弦波サブキヤ
リア）との乗算が行なわれ、理想的なFMマルチ
プレツクス復調が良好に行なわれる。
号から容易に生成される三角波のサブキヤリアを
用いながらも、結果的には前記演算回路によつて
コンポジツト信号と正弦波関数（正弦波サブキヤ
リア）との乗算が行なわれ、理想的なFMマルチ
プレツクス復調が良好に行なわれる。
以下、図面を参照してこの発明の実施例につい
て説明する。
て説明する。
第１図は、この発明の一実施例の構成を示す回
路図である。図において、５はFM検波回路であ
り、その出力信号であるコンポジツト信号が電
圧／電流変換部６およびサブキヤリア生成回路７
に供給されるようになつている。電圧／電流変換
部６は、エミツタが共通接続されたトランジスタ
Q1、Q2から成つており、トランジスタQ2のコレ
クタ電流が、トランジスタQ1のペースに印加さ
れるコンポジツト信号の変化に対応するようにな
つている。この場合、トランジスタQ1、Q2の共
通エミツタが定電流源８（電流値）を介して負
電源−VEEに接続され、トランジスタQ2のコレク
タが定電流源９（電流値）を介して正電源＋
VCCに接続されている。また、トランジスタQ1の
コレクタは接地され、トランジスタQ2のペース
は抵抗１０を介して接地されている。次に、サブ
キヤリア生成回路７は、コンポジツト信号の中か
らパイロツト信号（19KHz）を抽出し、これに基
づき38KHzの矩形波のサブキヤリアを生成する回
路であり、例えば、PLL（フエイズ・ロツクド・
ループ）回路によつて構成される。したがつて、
サブキヤリア生成回路７が出力する矩形波のサブ
キヤリアＶ１は、コンポジツト信号のサブキヤリ
ア成分に対して極めて位相ずれの少ない信号とな
る。１２はサブキヤリアＶ１を積分して三角波の
信号Ｖ２を作成して出力する積分器、１３はこの
信号Ｖ２を再び矩形波の信号Ｖ３にするコンパレ
ータであり、１４は信号Ｖ３を積分し三角波のサ
ブキヤリア信号Ｖ４を作成する積分器である。こ
こで、第２図は上述した信号Ｖ１〜Ｖ４を示す波
形図であり、この図から判るように、信号Ｖ４と
信号Ｖ１の位相は一致している。
路図である。図において、５はFM検波回路であ
り、その出力信号であるコンポジツト信号が電
圧／電流変換部６およびサブキヤリア生成回路７
に供給されるようになつている。電圧／電流変換
部６は、エミツタが共通接続されたトランジスタ
Q1、Q2から成つており、トランジスタQ2のコレ
クタ電流が、トランジスタQ1のペースに印加さ
れるコンポジツト信号の変化に対応するようにな
つている。この場合、トランジスタQ1、Q2の共
通エミツタが定電流源８（電流値）を介して負
電源−VEEに接続され、トランジスタQ2のコレク
タが定電流源９（電流値）を介して正電源＋
VCCに接続されている。また、トランジスタQ1の
コレクタは接地され、トランジスタQ2のペース
は抵抗１０を介して接地されている。次に、サブ
キヤリア生成回路７は、コンポジツト信号の中か
らパイロツト信号（19KHz）を抽出し、これに基
づき38KHzの矩形波のサブキヤリアを生成する回
路であり、例えば、PLL（フエイズ・ロツクド・
ループ）回路によつて構成される。したがつて、
サブキヤリア生成回路７が出力する矩形波のサブ
キヤリアＶ１は、コンポジツト信号のサブキヤリ
ア成分に対して極めて位相ずれの少ない信号とな
る。１２はサブキヤリアＶ１を積分して三角波の
信号Ｖ２を作成して出力する積分器、１３はこの
信号Ｖ２を再び矩形波の信号Ｖ３にするコンパレ
ータであり、１４は信号Ｖ３を積分し三角波のサ
ブキヤリア信号Ｖ４を作成する積分器である。こ
こで、第２図は上述した信号Ｖ１〜Ｖ４を示す波
形図であり、この図から判るように、信号Ｖ４と
信号Ｖ１の位相は一致している。
次に、１５はエミツタが共通接続されている２
組のトランジスタペアQ3、Q4およびQ5、Q6から
成る公知の電圧制御増幅器であり、トランジスタ
Q3、Q4の共通エミツタに流れ込む信号電流ｉ〔図
中／２は直流バイアス電流）を、トランジスタ
Q4、Q5の共通ペースに印加される電圧Ｖ４によ
つて制御し、これによつて、出力電流iR、iLを得
るものである。この場合、電流iR、iLは周知のよ
うに次式によつて表わされる。
組のトランジスタペアQ3、Q4およびQ5、Q6から
成る公知の電圧制御増幅器であり、トランジスタ
Q3、Q4の共通エミツタに流れ込む信号電流ｉ〔図
中／２は直流バイアス電流）を、トランジスタ
Q4、Q5の共通ペースに印加される電圧Ｖ４によ
つて制御し、これによつて、出力電流iR、iLを得
るものである。この場合、電流iR、iLは周知のよ
うに次式によつて表わされる。
iR＝GR（V4）・ｉ＝１／１＋exp（−KV4）・ｉ
……(1)
iR＝GL（V4）・Ｉ＝１／１＋exp（KV4）・ｉ
……(2)
そして、第３図は上記(1)式、(2)式におけるGR、
GLを示しており、三角波である信号Ｖ４の振幅
を同図に示す区間Ｔに設定すると、GRとＶ４の
積およびGLとＶ４の積は、各々第４図ロに示す
ように極めて正弦波に近似した波形となる。した
がつて、電流iR、iLは、信号電流ｉに正弦波サブ
キヤリアを乗じた電流と等価となり、結局、第１
図に示す回路は、第８図に示すアナログ乗算方式
と同様の原理による復調を実現できることにな
る。
GLを示しており、三角波である信号Ｖ４の振幅
を同図に示す区間Ｔに設定すると、GRとＶ４の
積およびGLとＶ４の積は、各々第４図ロに示す
ように極めて正弦波に近似した波形となる。した
がつて、電流iR、iLは、信号電流ｉに正弦波サブ
キヤリアを乗じた電流と等価となり、結局、第１
図に示す回路は、第８図に示すアナログ乗算方式
と同様の原理による復調を実現できることにな
る。
また、電圧制御増幅器を構成するトランジスタ
Q3、Q4の共通エミツタは、定電流源９に接続さ
れ、トランジスタQ5、Q6の共通エミツタは、定
電流源１６（電流値／２）に接続されている。
Q3、Q4の共通エミツタは、定電流源９に接続さ
れ、トランジスタQ5、Q6の共通エミツタは、定
電流源１６（電流値／２）に接続されている。
次に、１７，１８は各々電流iL、iRを電圧変換
する演算増幅器であり、各出力端と反転入力端間
に抵抗１９，２０（値は共にRb）が介挿されて
いる。また、演算増幅器１７の出力端と演算増幅
器１８の反転入力端間、および演算増幅器１８の
出力端と演算増幅器１７の反転入力端間に各々抵
抗２１，２２（値は共にRs）が介挿されており、
この抵抗２１，２２によつて相手チヤンネルの信
号が、所定量ミキシングされるようになつてお
り、これによつて相互チヤンネル間のクロストー
クが調整できる。そして、演算増幅器１７の出力
端とトランジスタQ1のペース間、および演算増
幅器１８の出力端とトランジスタQ1のペース間
に、各々フイードバツク抵抗２３，２４（値は
各々Rf）が介挿されており、これによつて、電
圧／電流変換部６、電圧制御増幅器１５および演
算増幅器１７，１８を含む復調回路全体にオーバ
オールにフイードバツクループが結成され、低歪
率化が計られている。なお、このようなフイード
バツクは、例えば特公昭53−29962等により、公
知の手段となつている。
する演算増幅器であり、各出力端と反転入力端間
に抵抗１９，２０（値は共にRb）が介挿されて
いる。また、演算増幅器１７の出力端と演算増幅
器１８の反転入力端間、および演算増幅器１８の
出力端と演算増幅器１７の反転入力端間に各々抵
抗２１，２２（値は共にRs）が介挿されており、
この抵抗２１，２２によつて相手チヤンネルの信
号が、所定量ミキシングされるようになつてお
り、これによつて相互チヤンネル間のクロストー
クが調整できる。そして、演算増幅器１７の出力
端とトランジスタQ1のペース間、および演算増
幅器１８の出力端とトランジスタQ1のペース間
に、各々フイードバツク抵抗２３，２４（値は
各々Rf）が介挿されており、これによつて、電
圧／電流変換部６、電圧制御増幅器１５および演
算増幅器１７，１８を含む復調回路全体にオーバ
オールにフイードバツクループが結成され、低歪
率化が計られている。なお、このようなフイード
バツクは、例えば特公昭53−29962等により、公
知の手段となつている。
また、２６，２７は各々ローパスフイルタであ
り、演算増幅器１７，１８の出力端に得られる信
号VX、VYからサブキヤリア周波数成分等を除去
しオーデイオ信号成分のみを出力端２８，２９へ
供給する。
り、演算増幅器１７，１８の出力端に得られる信
号VX、VYからサブキヤリア周波数成分等を除去
しオーデイオ信号成分のみを出力端２８，２９へ
供給する。
次に、上述した構成によるこの実施例の動作に
ついて説明する。
ついて説明する。
まず、無信号時におけるトランジスタQ1、Q2
の各コレクタには、定電流源８，，９，１６の作
用により、各々Ｉ／２なるドライブ電流が供給さ
れる。そして、FM検波回路５からコンポジツト
信号が出力されると、トランジスタQ1のベース
電位がコンポジツト信号に対応して上下し、これ
により、トランジスタQ1、Q2の各コレクタ電流
が相補的に変化する。この変化分をｉとすれば、
トランジスタQ2のコレクタ電流は、第１図に示
すように（Ｉ／２−ｉ）と表わされる。
の各コレクタには、定電流源８，，９，１６の作
用により、各々Ｉ／２なるドライブ電流が供給さ
れる。そして、FM検波回路５からコンポジツト
信号が出力されると、トランジスタQ1のベース
電位がコンポジツト信号に対応して上下し、これ
により、トランジスタQ1、Q2の各コレクタ電流
が相補的に変化する。この変化分をｉとすれば、
トランジスタQ2のコレクタ電流は、第１図に示
すように（Ｉ／２−ｉ）と表わされる。
次に、電圧制御増幅器１５を構成するトランジ
スタQ3〜Q6の各コレクタ電流IC3〜IC6と電流iL、iR
の関係について説明する。
スタQ3〜Q6の各コレクタ電流IC3〜IC6と電流iL、iR
の関係について説明する。
まず、トランジスタQ3、Q4の共通エミツタに
は、定電流源９の作用により（Ｉ／２＋ｉ）にな
る電流が流れ込み、また、トランジスタQ5、Q6
の共通エミツタからは、定電流源１６の作用によ
り、Ｉ／２なる電流が流出する。ここで、説明の
簡単化のために、三角波である信号V4の値が、
正ピーク、零、負ピークとなつた場合を例にとつ
て以下の説明を行う。
は、定電流源９の作用により（Ｉ／２＋ｉ）にな
る電流が流れ込み、また、トランジスタQ5、Q6
の共通エミツタからは、定電流源１６の作用によ
り、Ｉ／２なる電流が流出する。ここで、説明の
簡単化のために、三角波である信号V4の値が、
正ピーク、零、負ピークとなつた場合を例にとつ
て以下の説明を行う。
V4＝０のとき
トランジスタQ3〜Q6のベース電位がすべて
０電位となるから、トランジスタQ3、Q4のコ
レクタ電流Ic3、Ic4が等しく、また、トランジ
スタQ5、Q6のコレクタ電流Ic5、Ic6が等しくな
る。すなわち、 Ic3＝Ic4＝１／２（Ｉ／２＋ｉ） ……(3) Ic5＝Ic6＝１／２（Ｉ／２） ……(4) なる関係が成り立つ。そして、この(3)、(4)式か
ら電流iL、iRを求めると、各々次式に示すよう
になる。
０電位となるから、トランジスタQ3、Q4のコ
レクタ電流Ic3、Ic4が等しく、また、トランジ
スタQ5、Q6のコレクタ電流Ic5、Ic6が等しくな
る。すなわち、 Ic3＝Ic4＝１／２（Ｉ／２＋ｉ） ……(3) Ic5＝Ic6＝１／２（Ｉ／２） ……(4) なる関係が成り立つ。そして、この(3)、(4)式か
ら電流iL、iRを求めると、各々次式に示すよう
になる。
iL＝Ic4−Ic5＝ｉ／２ ……(5)
iR＝Ic3−Ic6＝ｉ／２ ……(6)
V4が正ピークのとき
この場合は、トランジスタQ3がカツトオフ
するため、 Ic3＝Ic6＝０ ……(7) となり、この結果、 Ic4＝Ｉ／２＋１ ……(8) Ic5＝Ｉ／２ ……(9) となる。したがつて、iL＝ｉ、iR＝０となる。
するため、 Ic3＝Ic6＝０ ……(7) となり、この結果、 Ic4＝Ｉ／２＋１ ……(8) Ic5＝Ｉ／２ ……(9) となる。したがつて、iL＝ｉ、iR＝０となる。
V4が負ピークのとき
この場合は、トランジスタQ5がカツトオフ
するため、上記の場合とは逆に、iL＝０、iR
＝ｉとなる。
するため、上記の場合とは逆に、iL＝０、iR
＝ｉとなる。
以上が、トランジスタQ3〜Q6のコレクタ電流
と電流iL、iRの関係である。ここで、一例として
第５図に電流ｉが直線的に低下してゆく場合にお
ける電流iLとiRの変化の様子を示す。
と電流iL、iRの関係である。ここで、一例として
第５図に電流ｉが直線的に低下してゆく場合にお
ける電流iLとiRの変化の様子を示す。
前述したように、この実施例においては、ま
ず、コンポジツト信号から矩形波のサブキヤリア
を作成し、この矩形波のサブキヤリアを積分変換
することによつて三角波のサブキヤリアを作成
し、この三角波のサブキヤリアを電圧制御増幅器
１５に供給するようにしており、しかも、電圧制
御増幅器１５においては、結果的に信号電流ｉと
正弦波状のサブキヤリアとの乗算が行なわれるよ
うになつている。そして、このような手段をとつ
ているため、この実施例においては以下に述べる
効果を有している。
ず、コンポジツト信号から矩形波のサブキヤリア
を作成し、この矩形波のサブキヤリアを積分変換
することによつて三角波のサブキヤリアを作成
し、この三角波のサブキヤリアを電圧制御増幅器
１５に供給するようにしており、しかも、電圧制
御増幅器１５においては、結果的に信号電流ｉと
正弦波状のサブキヤリアとの乗算が行なわれるよ
うになつている。そして、このような手段をとつ
ているため、この実施例においては以下に述べる
効果を有している。
まず、矩形波のサブキヤリアは、周知のように
PLL等を用いることによつて、正確にコンポジ
ツト信号のサブキヤリア成分に同期させることが
できる。したがつて、この信号を積分変換した三
角波のサブキヤリアの位相も、正確にコンポジツ
ト信号のサブキヤリア成分に同期し、この結果、
極めてセパレーシヨンの良好な復調が可能となつ
ている。
PLL等を用いることによつて、正確にコンポジ
ツト信号のサブキヤリア成分に同期させることが
できる。したがつて、この信号を積分変換した三
角波のサブキヤリアの位相も、正確にコンポジツ
ト信号のサブキヤリア成分に同期し、この結果、
極めてセパレーシヨンの良好な復調が可能となつ
ている。
また、矩形波による信号系のスイツチングがな
いので、他回路への高調波輻射が無く、さらに、
復調回路各部は正弦波を扱えれば良いので、特に
高速の素子を必要としない。
いので、他回路への高調波輻射が無く、さらに、
復調回路各部は正弦波を扱えれば良いので、特に
高速の素子を必要としない。
なお、信号電流ｉと正弦波サブキヤリアとを乗
算する構成は、上記実施例に示す構成に限らず、
例えば第６図に示すような構成をとつてもよい。
算する構成は、上記実施例に示す構成に限らず、
例えば第６図に示すような構成をとつてもよい。
以上説明したように、この発明によれば、FM
検波器から出力されるコンポジツト信号から三角
波のサブキヤリア信号を生成する三角波生成手段
と、前記サブキヤリア信号を正弦波または正弦波
に近似した関数特性に変換するとともに、この関
数特性によつて前記コンポジツト信号を増幅して
出力する演算回路とを具備し、前記演算回路の出
力端からマルチプレツクス復調信号を取り出すよ
うにしたので、周辺回路への高調波輻射、サブキ
ヤリアの位相ずれ、およびビート防害等を皆無と
することができ、また、高速のスイツチング素子
等を必要としないので、回路のコストダウンを図
ることができる。
検波器から出力されるコンポジツト信号から三角
波のサブキヤリア信号を生成する三角波生成手段
と、前記サブキヤリア信号を正弦波または正弦波
に近似した関数特性に変換するとともに、この関
数特性によつて前記コンポジツト信号を増幅して
出力する演算回路とを具備し、前記演算回路の出
力端からマルチプレツクス復調信号を取り出すよ
うにしたので、周辺回路への高調波輻射、サブキ
ヤリアの位相ずれ、およびビート防害等を皆無と
することができ、また、高速のスイツチング素子
等を必要としないので、回路のコストダウンを図
ることができる。
第１図はこの発明の一実施例の構成を示す回路
図、第２図は第１図に示す回路の要部の波形を示
す波形図、第３図は電圧制御増幅器１５における
制御特性を示す図、第４図は三角波のサブキヤリ
アが正弦波に近似した特性に変換される様子を示
す図、第５図は信号電流ｉと電流iL、iRとの関係
を説明するための波形図、第６図は電圧制御増幅
器１５に代える他の乗算回路の構成を示す回路
図、第７図、第８図は各々従来の復調回路の構成
を示すブロツク図である。 ７……サブキヤリア生成回路、１２，１４……
積分器、１３……コンパレータ（以上７，１２，
１３，１４は三角波生成手段）、１５……電圧制
御増幅器（演算回路）。
図、第２図は第１図に示す回路の要部の波形を示
す波形図、第３図は電圧制御増幅器１５における
制御特性を示す図、第４図は三角波のサブキヤリ
アが正弦波に近似した特性に変換される様子を示
す図、第５図は信号電流ｉと電流iL、iRとの関係
を説明するための波形図、第６図は電圧制御増幅
器１５に代える他の乗算回路の構成を示す回路
図、第７図、第８図は各々従来の復調回路の構成
を示すブロツク図である。 ７……サブキヤリア生成回路、１２，１４……
積分器、１３……コンパレータ（以上７，１２，
１３，１４は三角波生成手段）、１５……電圧制
御増幅器（演算回路）。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ FM検波器から出力されるコンポジツト信号
から三角波のサブキヤリア信号を生成する三角波
生成手段と、 前記サブキヤリア信号を正弦波または正弦波に
近似した関数特性に変換するとともに、この関数
特性によつて前記コンポジツト信号を増幅して出
力する演算回路 とを具備し、前記演算回路の出力端からマルチプ
レツクス復調信号を取り出すことを特徴とする
FMマルチプレツクス復調回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60021526A JPS61181228A (ja) | 1985-02-06 | 1985-02-06 | Ｆｍマルチプレツクス復調回路 |
| US06/824,061 US4651106A (en) | 1985-02-06 | 1986-01-30 | Multiplex stereo demodulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60021526A JPS61181228A (ja) | 1985-02-06 | 1985-02-06 | Ｆｍマルチプレツクス復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61181228A JPS61181228A (ja) | 1986-08-13 |
| JPH056815B2 true JPH056815B2 (ja) | 1993-01-27 |
Family
ID=12057394
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60021526A Granted JPS61181228A (ja) | 1985-02-06 | 1985-02-06 | Ｆｍマルチプレツクス復調回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4651106A (ja) |
| JP (1) | JPS61181228A (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4035585A (en) * | 1971-09-30 | 1977-07-12 | Nippon Gakki Seizo Kabushiki Kaisha | Demodulator circuit in multiplex stereo and monophonic receiver |
| DE3114761A1 (de) * | 1981-04-11 | 1982-10-28 | Philips Patentverwaltung Gmbh, 2000 Hamburg | Demodulatorschaltung |
-
1985
- 1985-02-06 JP JP60021526A patent/JPS61181228A/ja active Granted
-
1986
- 1986-01-30 US US06/824,061 patent/US4651106A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61181228A (ja) | 1986-08-13 |
| US4651106A (en) | 1987-03-17 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4415862A (en) | Pulse width modulation amplifier | |
| JPS5924440B2 (ja) | 音声信号処理装置 | |
| EP0580269A2 (en) | Signal filter | |
| KR960012797B1 (ko) | 스테레오 디코더 장치 | |
| US4134076A (en) | Pulse width modulated signal amplifier | |
| JPH056815B2 (ja) | ||
| JP2630787B2 (ja) | ステレオ復調回路 | |
| US4539697A (en) | FM Stereo demodulating circuit | |
| US4489430A (en) | FM Stereo demodulation circuit | |
| JPS6342454B2 (ja) | ||
| JPH0573319B2 (ja) | ||
| JP3230702B2 (ja) | 乗算回路 | |
| JPH047129B2 (ja) | ||
| JPS6223158Y2 (ja) | ||
| JPH0424669Y2 (ja) | ||
| JPH0416516Y2 (ja) | ||
| US4459552A (en) | Low-noise video preamplifier | |
| JP2617616B2 (ja) | パイロット信号除去回路 | |
| JPS6342453B2 (ja) | ||
| JPS5811764B2 (ja) | ステレオ増幅器 | |
| JP3015413B2 (ja) | 振幅変調装置 | |
| JPS6327455Y2 (ja) | ||
| JPS6024009Y2 (ja) | 同期検波回路 | |
| JPS5911285B2 (ja) | 位相比較回路 | |
| JPS581352A (ja) | Ｆｍステレオ復調装置 |