JPS581352A - Ｆｍステレオ復調装置 - Google Patents
Ｆｍステレオ復調装置Info
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- JPS581352A JPS581352A JP9992381A JP9992381A JPS581352A JP S581352 A JPS581352 A JP S581352A JP 9992381 A JP9992381 A JP 9992381A JP 9992381 A JP9992381 A JP 9992381A JP S581352 A JPS581352 A JP S581352A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
- H04H40/27—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95
- H04H40/36—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving
- H04H40/45—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving
- H04H40/72—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving for noise suppression
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/2209—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はＦＭステレオ復調装置に関し、特にサブ信号の
復調に際しサブキャリヤ信号とコンポジット信号との乗
算をなすようにしたＦＭステレオ復調装置に関するもの
である。
復調に際しサブキャリヤ信号とコンポジット信号との乗
算をなすようにしたＦＭステレオ復調装置に関するもの
である。
ＦＭステレオ信°号の復調に際して３８ＫＨ２の矩形状
サブキャリヤ信号によシコンポジット信号をスイッチン
グして左右チャンネル信号を分離するよ・うにした回路
方式がある。第１図はか＼る復調方式のブロック図であ
り、 ＦＭ−ＩＦ （中間周波）信号はＦＭ検波器１に
よりコンポジット信号に変換され、不要成分を除去する
ＬＰＦ （ローパスフィルタ）２を介してスイッチング
回路３に印加される。ＬＰＦ２の出力に含有される１９
ＫＪＯ′Ｉｚのパイロット信号をＰＩ、Ｌ （フェイ
ズロックドループ）回路４において抽出し、このパイロ
ット信号に位相同期した３８Ｋｌ−１２の矩形波サブキ
ャリヤ信号が、先のスイッチング回路３のスイッチング
信号として用いられている。このスイッチング出力から
オーディオ成分である左右チャンネル信号が夫々分離導
出されるもので、そのためにＬＰＦ ５及び６が設けら
れている。
サブキャリヤ信号によシコンポジット信号をスイッチン
グして左右チャンネル信号を分離するよ・うにした回路
方式がある。第１図はか＼る復調方式のブロック図であ
り、 ＦＭ−ＩＦ （中間周波）信号はＦＭ検波器１に
よりコンポジット信号に変換され、不要成分を除去する
ＬＰＦ （ローパスフィルタ）２を介してスイッチング
回路３に印加される。ＬＰＦ２の出力に含有される１９
ＫＪＯ′Ｉｚのパイロット信号をＰＩ、Ｌ （フェイ
ズロックドループ）回路４において抽出し、このパイロ
ット信号に位相同期した３８Ｋｌ−１２の矩形波サブキ
ャリヤ信号が、先のスイッチング回路３のスイッチング
信号として用いられている。このスイッチング出力から
オーディオ成分である左右チャンネル信号が夫々分離導
出されるもので、そのためにＬＰＦ ５及び６が設けら
れている。
こ＼で、スイッチング信号である３８ＫＨ２のサブキャ
リヤ信号は第２図（５）に示す如き矩形波であるために
、これをフーリエ級数に展開すると、・・・（１） と表わされる。こ＼に叫はサブキャリヤ信号の角周波数
でちる。このように、Ｆ（ｔ）の周波数スペクトラムは
第２図（Ｂ）に示す如く３８Ｋｌ］２の基本波の他に１
１４ ＫＨ２，ｉ９ｏ Ｎ（２，・・・等の奇数次高調
波を含んでいることになる。
リヤ信号は第２図（５）に示す如き矩形波であるために
、これをフーリエ級数に展開すると、・・・（１） と表わされる。こ＼に叫はサブキャリヤ信号の角周波数
でちる。このように、Ｆ（ｔ）の周波数スペクトラムは
第２図（Ｂ）に示す如く３８Ｋｌ］２の基本波の他に１
１４ ＫＨ２，ｉ９ｏ Ｎ（２，・・・等の奇数次高調
波を含んでいることになる。
か＼る周波数スペクトラムを有するスイッチング信号Ｆ
（ｔ）によりＦＭ検波出力をスイッチングすれば、両信
号の乗算がなされることになるが、出力部のＬＰＦ ５
及び６０通常帯域をＯ〜１５ＫＮ（２とすれば、この乗
算によりステレオ出力に現われる検波出力は第２図（ｑ
の如くなる。つまシ、メイン信号（０〜１５にに、）と
サブ信号（３８±１５待ち〕の他に、１１４±１５ＫＨ
２，１９０±１５ＫＨ２，・・・にある信号（雑音や近
接妨害波等）も復調されて出力される。
（ｔ）によりＦＭ検波出力をスイッチングすれば、両信
号の乗算がなされることになるが、出力部のＬＰＦ ５
及び６０通常帯域をＯ〜１５ＫＮ（２とすれば、この乗
算によりステレオ出力に現われる検波出力は第２図（ｑ
の如くなる。つまシ、メイン信号（０〜１５にに、）と
サブ信号（３８±１５待ち〕の他に、１１４±１５ＫＨ
２，１９０±１５ＫＨ２，・・・にある信号（雑音や近
接妨害波等）も復調されて出力される。
か＼る欠点を防ぐために、ｍ検波器１の出力に、第２図
（口に示すように１１４ ）Ｇ（２，１９０ＫＨ２，・
・・付近で減衰量の大きいＬＰＦを付加する必要が生じ
る。
（口に示すように１１４ ）Ｇ（２，１９０ＫＨ２，・
・・付近で減衰量の大きいＬＰＦを付加する必要が生じ
る。
しかし、１１４ＫＮ（２はコンポジット信号成分に接近
しているために、このＬＰＦにより第２図（ト）に示す
如くコンポジ、ット信号の遅延特性が平坦でなくなった
り、振幅特性が平坦でなくなったりし、ステレオ復調出
力の歪やセパレーション特性が悪化することになる。
しているために、このＬＰＦにより第２図（ト）に示す
如くコンポジ、ット信号の遅延特性が平坦でなくなった
り、振幅特性が平坦でなくなったりし、ステレオ復調出
力の歪やセパレーション特性が悪化することになる。
本発明の目的は上記欠点を排除して特性の良好なステレ
オ復調装置を提供することである。
オ復調装置を提供することである。
本発明によるＮステレオ復調装置は、振幅制限されたＮ
信号の微分波と正弦波状のサブキャリヤ信号との乗算出
力を発生するようにし、この乗算出力とＦＭ信号の微分
波との各オーディオ周波数成分を所望にマトリックスし
て左右チャンネル信号をそれぞれ分離するようにしたこ
とを特徴としている。
信号の微分波と正弦波状のサブキャリヤ信号との乗算出
力を発生するようにし、この乗算出力とＦＭ信号の微分
波との各オーディオ周波数成分を所望にマトリックスし
て左右チャンネル信号をそれぞれ分離するようにしたこ
とを特徴としている。
以下に本発明について図面を用いて説明する。
第３図は本発明の原理ｉ示すプロ・ツク図であり、図示
せぬリミッタにより振幅制限された矩形波状のＩ”Ｍ信
号は微分検波器１０へ印加される。この微分検波器は、
Ｎ信号の立上り若しくは立下りの遷移時のいわゆる微分
パルスを得て剖検波を行う゛ものであり、この微分パル
スの単位時間当りのパルス数がＩ’Ｍ信号の瞬時周波数
に比例していることを利用したものである。従って、こ
の微分パルス列出力の周波数スペクトラムはコンポジッ
ト信号周波数スペクトラムを含んでいることになる。
せぬリミッタにより振幅制限された矩形波状のＩ”Ｍ信
号は微分検波器１０へ印加される。この微分検波器は、
Ｎ信号の立上り若しくは立下りの遷移時のいわゆる微分
パルスを得て剖検波を行う゛ものであり、この微分パル
スの単位時間当りのパルス数がＩ’Ｍ信号の瞬時周波数
に比例していることを利用したものである。従って、こ
の微分パルス列出力の周波数スペクトラムはコンポジッ
ト信号周波数スペクトラムを含んでいることになる。
当該微分波出力は直接マトリックス回路１１の一人力と
なると共に乗算器１２の一人力ともなっている。また、
微分波出力には１９ＫＩ（２のステレオパイロット信号
が含まれており、このパイ９・ノド信号を抽出してこの
信号に同期した３８ＫＨ２の正弦波サブキャリヤ信号を
発生する信号発生器１３が設けられており、この正弦波
サブキャリヤ信号が乗算器１２の他人力となって微分波
とサブキャリヤ信号との乗算信号が得られる。この乗算
出力はマトリックス回路１１の他人力となり、先の微分
波のオーディオ周波数成分と共に混合処理されて左右チ
ャンネル信号が分離復調される。
なると共に乗算器１２の一人力ともなっている。また、
微分波出力には１９ＫＩ（２のステレオパイロット信号
が含まれており、このパイ９・ノド信号を抽出してこの
信号に同期した３８ＫＨ２の正弦波サブキャリヤ信号を
発生する信号発生器１３が設けられており、この正弦波
サブキャリヤ信号が乗算器１２の他人力となって微分波
とサブキャリヤ信号との乗算信号が得られる。この乗算
出力はマトリックス回路１１の他人力となり、先の微分
波のオーディオ周波数成分と共に混合処理されて左右チ
ャンネル信号が分離復調される。
こ＼で、微分波に含まれるコンポジット信号成分を数式
で示せば、 Ｃ（ｔ） ＝ Ｍ（ｔ） ＋ ５（ｔ）ｓｉｎω５ｔ
・・・（２）となる。Ｍ（ｔ） ＝ Ｌ
（ｔ） ＋ Ｒａｔ）であシメイン信号を示し、５（ｔ
） ＝ Ｌ（ｔ） −Ｒａｔ）でありサブ信号を示して
いている。従って、このコンポジット信号Ｃ（ｔｌとｓ
ｉｎωμとの乗算出力Ｖ、：（ｔ）は、Ｖ、（ｔ） ＝
Ｍ（ｔ） ｓｉｎ ω、ｔ ＋５（ｔ） ｓｉｎ”ω
、ｔ＝ −５（ｔ） （１−Ｃｏｇ ２ ｃｏ、ｔ ）
＋Ｍ（ｔ） ｓｉｎω、ｔ・・・（３） となるから、オーディオ成分のみを考えれば１／５（ｔ
）となってサブ信号が得られることになる。
で示せば、 Ｃ（ｔ） ＝ Ｍ（ｔ） ＋ ５（ｔ）ｓｉｎω５ｔ
・・・（２）となる。Ｍ（ｔ） ＝ Ｌ
（ｔ） ＋ Ｒａｔ）であシメイン信号を示し、５（ｔ
） ＝ Ｌ（ｔ） −Ｒａｔ）でありサブ信号を示して
いている。従って、このコンポジット信号Ｃ（ｔｌとｓ
ｉｎωμとの乗算出力Ｖ、：（ｔ）は、Ｖ、（ｔ） ＝
Ｍ（ｔ） ｓｉｎ ω、ｔ ＋５（ｔ） ｓｉｎ”ω
、ｔ＝ −５（ｔ） （１−Ｃｏｇ ２ ｃｏ、ｔ ）
＋Ｍ（ｔ） ｓｉｎω、ｔ・・・（３） となるから、オーディオ成分のみを考えれば１／５（ｔ
）となってサブ信号が得られることになる。
よって、マトリックス回路１１において、（２）式で示
すコンポジット信号のオーディオ成分であるメイン信号
成分Ｍ（ｔ）と乗算出力中のサブ信号成分５（ｔ）を所
望比で混合することにより、左右チャンネル信号が分離
されることになる。
すコンポジット信号のオーディオ成分であるメイン信号
成分Ｍ（ｔ）と乗算出力中のサブ信号成分５（ｔ）を所
望比で混合することにより、左右チャンネル信号が分離
されることになる。
正弦波サブキャリヤ信号を用いるために不要の高周波成
分を含有しないから、第１図に示した従来例に示した復
調方式に比し妨害波の影響をなくすことができ、また特
性劣化の要因となるＬＰＦを用いることがないので歪の
発生もない。
分を含有しないから、第１図に示した従来例に示した復
調方式に比し妨害波の影響をなくすことができ、また特
性劣化の要因となるＬＰＦを用いることがないので歪の
発生もない。
第４図は本発明の実施例の回路ブロック図であり、振幅
制限を受けて矩形波となったｍ信号はパルスアンダー４
により増幅されて、微分回路１５に入力され、この微分
出力の正側パルスのみを導出すべく負側クリップ回路１
６を経てマトリックス回路１１の１人力となる。これら
アンプ１４．微分回路１５及び負側クリップ回路１６に
よシメイン信号成分Ｍ（ｔ）を有する検波出力が得られ
る。
制限を受けて矩形波となったｍ信号はパルスアンダー４
により増幅されて、微分回路１５に入力され、この微分
出力の正側パルスのみを導出すべく負側クリップ回路１
６を経てマトリックス回路１１の１人力となる。これら
アンプ１４．微分回路１５及び負側クリップ回路１６に
よシメイン信号成分Ｍ（ｔ）を有する検波出力が得られ
る。
また、ｍ信号はパルスアンプ１７．１８によシ夫々増幅
されて微分回路１９．２０に印加される。これら微分パ
ルスは負側及び正側クリップ回路２１及び２２を夫々経
ることにより正及び負の微分パルスとなって出力され、
これが加算器２３において加算されてマトリックス回路
１１の他人力となる。一方、負側クリップ回路１６の出
力である微分検波信号の低域成分を通過せしめるべくＬ
ＰＦ２４が設けられており、この出力に含まれるパイロ
ット信号を抽出してこれに同期した３８ ＫＨ２の正弦
波サブキャリヤ信号を発生すべく信号発生器１３が設け
られている。
されて微分回路１９．２０に印加される。これら微分パ
ルスは負側及び正側クリップ回路２１及び２２を夫々経
ることにより正及び負の微分パルスとなって出力され、
これが加算器２３において加算されてマトリックス回路
１１の他人力となる。一方、負側クリップ回路１６の出
力である微分検波信号の低域成分を通過せしめるべくＬ
ＰＦ２４が設けられており、この出力に含まれるパイロ
ット信号を抽出してこれに同期した３８ ＫＨ２の正弦
波サブキャリヤ信号を発生すべく信号発生器１３が設け
られている。
そして、このサブキャリヤ信号により直流レベルＶを有
する回路電源２５の出力が正弦波サブキャリヤの正及び
逆相信号±ｓｉｎω、ｔにより振られるように構成され
ている。従って、Ｖ−ｓＬｎω５ｔなる直流電源がパル
スアンプ１７の回路電源として用いられ、また、Ｖ十ｓ
ｉｎω５ｔなる直流電源がパルスアンプ１８の回路′電
源となっている。尚、パルスアンプ１４の電源は一定電
圧■となっている。
する回路電源２５の出力が正弦波サブキャリヤの正及び
逆相信号±ｓｉｎω、ｔにより振られるように構成され
ている。従って、Ｖ−ｓＬｎω５ｔなる直流電源がパル
スアンプ１７の回路電源として用いられ、また、Ｖ十ｓ
ｉｎω５ｔなる直流電源がパルスアンプ１８の回路′電
源となっている。尚、パルスアンプ１４の電源は一定電
圧■となっている。
こ＼で、微分検波回路の動作について考えれば、−個の
矩形パルスを微分すると、微分出力Ｐ（Ｌは、」 ｐｄ＝ ｖ ＄ ＣＲ−（４） となる。こ５に、Ｃは微分コンデンサ、Ｒは微分抵抗、
ｔは時間、■は電源電圧をそれぞれ示す。
矩形パルスを微分すると、微分出力Ｐ（Ｌは、」 ｐｄ＝ ｖ ＄ ＣＲ−（４） となる。こ５に、Ｃは微分コンデンサ、Ｒは微分抵抗、
ｔは時間、■は電源電圧をそれぞれ示す。
この微分出力を積分すれば復調出力を得ることができる
から、復調出力は １ ｆ′：Ｐｄｄｔ＝■ｆＪｅＣＲｄｔ・・・（５）となる
。■は電源電圧であって定常項であるとすれば積分の外
に出て（５）式のように、復調出力は電源電圧に比例す
ることになる。
から、復調出力は １ ｆ′：Ｐｄｄｔ＝■ｆＪｅＣＲｄｔ・・・（５）となる
。■は電源電圧であって定常項であるとすれば積分の外
に出て（５）式のように、復調出力は電源電圧に比例す
ることになる。
従って、ステレオコンポジット信号で変調されたｍ信号
が人力される時に、パルス微分検波回路のパルスドライ
バアンプ（１７及び１８）の電源を３８Ｋｌ１２の正弦
波サブキャリヤで振ってやれば、微分回路１９及び２０
の出力は正弦波サブキャリヤに応じて振幅が制御される
ことになり、よって負及び正側クリップ回路２１及び２
２の各出力は第５図（Ａ） 、 （１３）に示すような
振幅変調波となる。換言すれば、微分出力に含まれるコ
ンポジット信号と正弦波状サブキャリヤ信号との乗算が
なされたことになり、結果的にこの乗算出力からサブ信
号５（ｔ）が復調され得ることになる。
が人力される時に、パルス微分検波回路のパルスドライ
バアンプ（１７及び１８）の電源を３８Ｋｌ１２の正弦
波サブキャリヤで振ってやれば、微分回路１９及び２０
の出力は正弦波サブキャリヤに応じて振幅が制御される
ことになり、よって負及び正側クリップ回路２１及び２
２の各出力は第５図（Ａ） 、 （１３）に示すような
振幅変調波となる。換言すれば、微分出力に含まれるコ
ンポジット信号と正弦波状サブキャリヤ信号との乗算が
なされたことになり、結果的にこの乗算出力からサブ信
号５（ｔ）が復調され得ることになる。
以下、上記動作を再び数式を用いて説明する。
負側クリップ回路２１の出力Ａ（ｉ）は、Ａ（ｔ）＝α
（Ｍ（ｔ）＋５（ｔ）ｓｉｎｃ、＋、ｔ）（Ｖ−３ｉｎ
ω、４） −（６）となり、正側クリップ回路２２の
出力Ｂ（ｔ）は、Ｂ（ｔ）＝ （１（Ｍｔ）＋８（ｔ
）ｓｉｎω、ｔ ） （Ｖ十８ｉ１１ωｓｔ ） ・
・−（７１となる。こ＼に、αは検波器の復調効率であ
り、ＦＭ信号のキャリヤ付近の高周波成分やパイロット
信号成分は省略されている。（６） Ｉ （７）式で示
される両信号は加算器２３により加算されるから、その
加算出力■□（１）は、 Ｖ、（ｔ） ＝ −２αＭ（ｔ）ｓｉｎω、ｔ−ｚａ８
（ｔ）ｓＩｎ２ω、ｔ ・−（８１となる。５ｉｎ
２ω、ｔ ＝ （１−ｃｏｓｚ ω、ｔ ）／２である
から（８）式は、 Ｖｘ（ｔ）＝−Ｃ５（ｔ）−ｚαＭ（ｔ）ｓｉｎω、？
１＋α５（ｔ）ＣＯ３２ω、ｔ・・；（９） と表わされ、オーディオ成分としてはサブ信号が復調さ
れたことになる。
（Ｍ（ｔ）＋５（ｔ）ｓｉｎｃ、＋、ｔ）（Ｖ−３ｉｎ
ω、４） −（６）となり、正側クリップ回路２２の
出力Ｂ（ｔ）は、Ｂ（ｔ）＝ （１（Ｍｔ）＋８（ｔ
）ｓｉｎω、ｔ ） （Ｖ十８ｉ１１ωｓｔ ） ・
・−（７１となる。こ＼に、αは検波器の復調効率であ
り、ＦＭ信号のキャリヤ付近の高周波成分やパイロット
信号成分は省略されている。（６） Ｉ （７）式で示
される両信号は加算器２３により加算されるから、その
加算出力■□（１）は、 Ｖ、（ｔ） ＝ −２αＭ（ｔ）ｓｉｎω、ｔ−ｚａ８
（ｔ）ｓＩｎ２ω、ｔ ・−（８１となる。５ｉｎ
２ω、ｔ ＝ （１−ｃｏｓｚ ω、ｔ ）／２である
から（８）式は、 Ｖｘ（ｔ）＝−Ｃ５（ｔ）−ｚαＭ（ｔ）ｓｉｎω、？
１＋α５（ｔ）ＣＯ３２ω、ｔ・・；（９） と表わされ、オーディオ成分としてはサブ信号が復調さ
れたことになる。
一方、負側クリップ回路１６の復調出力Ｃ（ｔ）は、Ｃ
ｊｔ） ＝Ｖ ・ｃｌ （Ｍ（ｔ）＋ ５（ｔ） ｓｔ
ｎ ｃｉｒｓｔ ） ・・・（１０）であるか
ら、オーディオ成分としてはメイン信号Ｍ（ｔ）が復調
されたことになる。これらメイン信号Ｍ（ｔｌ及びサブ
信号５（ｔ）をマトリックス回路１１において所望比で
混合すれば、左右チャンネル信号に分離されることにな
る。
ｊｔ） ＝Ｖ ・ｃｌ （Ｍ（ｔ）＋ ５（ｔ） ｓｔ
ｎ ｃｉｒｓｔ ） ・・・（１０）であるか
ら、オーディオ成分としてはメイン信号Ｍ（ｔ）が復調
されたことになる。これらメイン信号Ｍ（ｔｌ及びサブ
信号５（ｔ）をマトリックス回路１１において所望比で
混合すれば、左右チャンネル信号に分離されることにな
る。
第６図はパルスアンプ１４〜１８の実施例であり、（５
）はＮｌ’Ｎ ）う／ジスタＱｔｏとコレクタ抵抗Ｒ４
ｏより成るインバータ構成であって、その電源がサブキ
ャリヤに応じて振られる。（均は囚に示したインバータ
に更にコンプリメンタリなトランジスタＱｏ 、Ｃ１２
ｔ ５ＥＰＰ （シングルエンドプッシュプル）構成の
バッファを付加し、出力インピーダンスを小としてお９
、同じく電源がサブキャリヤに応じて振られる。また（
Ｃ）Ｆｉｃ −ＭＯＳ （コンプリメンタリＭＯ８）イ
ンバータ構成であり、電源がサブキャリヤに応じて振ら
れるものである。
）はＮｌ’Ｎ ）う／ジスタＱｔｏとコレクタ抵抗Ｒ４
ｏより成るインバータ構成であって、その電源がサブキ
ャリヤに応じて振られる。（均は囚に示したインバータ
に更にコンプリメンタリなトランジスタＱｏ 、Ｃ１２
ｔ ５ＥＰＰ （シングルエンドプッシュプル）構成の
バッファを付加し、出力インピーダンスを小としてお９
、同じく電源がサブキャリヤに応じて振られる。また（
Ｃ）Ｆｉｃ −ＭＯＳ （コンプリメンタリＭＯ８）イ
ンバータ構成であり、電源がサブキャリヤに応じて振ら
れるものである。
第７図は第３図のサブキャリヤ信号発生器１３の具体例
を示すブロック図であり、ＰＬＬ（フェイズロックドル
ープ）回路構成となっている。１９ＫＨ２のパイロット
信号は位相比較器２７においてイ分周器２８の出力と位
相比較され、その差出力はＬＰＦ２９及びＤＣアアン３
０を介してＶＣＯ（電圧制御発振器）３１の制御人力と
なる。ＶＣＯ３１は７６Ｋ）′Ｉ２のデユーティ５０チ
のパルス列信号を発生するもので、この出力の署分周器
３２の出力である３８ Ｋｌ（□信号をＬＰＦ３３によ
って正弦波に変換してサブキャリヤ信号として用いてい
る。このＬＰＦ出力を再びパルス列信号とすべくリミッ
タ３４が設けられており、とのリミッタ出力を更に騒分
周器２８によシ１９ＫＨ２に分周して比較器２７の１入
力とするものである。こうすることによシ、パイロット
信号に同期した３８ＫＩＩ２の正弦波信号が正確に得ら
れる。
を示すブロック図であり、ＰＬＬ（フェイズロックドル
ープ）回路構成となっている。１９ＫＨ２のパイロット
信号は位相比較器２７においてイ分周器２８の出力と位
相比較され、その差出力はＬＰＦ２９及びＤＣアアン３
０を介してＶＣＯ（電圧制御発振器）３１の制御人力と
なる。ＶＣＯ３１は７６Ｋ）′Ｉ２のデユーティ５０チ
のパルス列信号を発生するもので、この出力の署分周器
３２の出力である３８ Ｋｌ（□信号をＬＰＦ３３によ
って正弦波に変換してサブキャリヤ信号として用いてい
る。このＬＰＦ出力を再びパルス列信号とすべくリミッ
タ３４が設けられており、とのリミッタ出力を更に騒分
周器２８によシ１９ＫＨ２に分周して比較器２７の１入
力とするものである。こうすることによシ、パイロット
信号に同期した３８ＫＩＩ２の正弦波信号が正確に得ら
れる。
）
＠８図は第４図の回路ブロックの具体例を示す回路図で
あり、トランジスタＱ１．Ｑ２．抵抗′ＦＬ７〜ＩＬ、
ｏ及びコンデンサＣ，、Ｃ，より成るリミ・ツタ回路へ
■Ｆ（中間周波）信号が印加され、トランジスタＱ２の
コレクタに振幅制限された矩形波の画信号が社）られる
。このリミッタ出力は各パルスドライブアンプ１４．１
７及び掛へ人力されている。アンプ１４はトランジスタ
Ｑ５＋抵抗Ｒ□、 、 Ｒ，、、Ｒ１，、及びコンデン
サＣ３よりなり、アンプ１７はトランジスタＱ４ ＋抵
抗Ｒ１３゜”１４ 、”１８及びコンデ／すＣ７よりな
り、またアンプ１８はトランジスタＱ３１抵抗Ｒ，，、
Ｒ，２，Ｒ１，７及びコンデンサＣ６よりなる。そして
アンプ１４の電源には、オペアンプＡ８．抵抗Ｒ３，、
Ｒ３゜、ＶＲ２よシなる回路より発生される一定電圧Ｖ
、３が供給されている。
あり、トランジスタＱ１．Ｑ２．抵抗′ＦＬ７〜ＩＬ、
ｏ及びコンデンサＣ，、Ｃ，より成るリミ・ツタ回路へ
■Ｆ（中間周波）信号が印加され、トランジスタＱ２の
コレクタに振幅制限された矩形波の画信号が社）られる
。このリミッタ出力は各パルスドライブアンプ１４．１
７及び掛へ人力されている。アンプ１４はトランジスタ
Ｑ５＋抵抗Ｒ□、 、 Ｒ，、、Ｒ１，、及びコンデン
サＣ３よりなり、アンプ１７はトランジスタＱ４ ＋抵
抗Ｒ１３゜”１４ 、”１８及びコンデ／すＣ７よりな
り、またアンプ１８はトランジスタＱ３１抵抗Ｒ，，、
Ｒ，２，Ｒ１，７及びコンデンサＣ６よりなる。そして
アンプ１４の電源には、オペアンプＡ８．抵抗Ｒ３，、
Ｒ３゜、ＶＲ２よシなる回路より発生される一定電圧Ｖ
、３が供給されている。
３８ ＫＩＩ２の正弦波サブキャリヤはコンデンサＣ０
を介してオペアンプＡ１及び抵抗Ｒ，、Ｒ２よりなるイ
ンバータに印加され、その出力はコンデンサＣ２を介し
てオペアンプＡ２よりなるボルテージフォロワに印加さ
れて、ドライブアンプ１７の電源となる。また、３８に
１（２サブキヤリヤはコンデンサＣ１及びＣ３を介して
オペアンプＡ３よりなるボルテージフォロワ〜に印加さ
れてドライブアンプ１８の電源となる。尚、抵抗”Ｉ
ｓ ”６及びＶＲ，による分圧出力が抵抗Ｒ３，Ｒ。
を介してオペアンプＡ１及び抵抗Ｒ，、Ｒ２よりなるイ
ンバータに印加され、その出力はコンデンサＣ２を介し
てオペアンプＡ２よりなるボルテージフォロワに印加さ
れて、ドライブアンプ１７の電源となる。また、３８に
１（２サブキヤリヤはコンデンサＣ１及びＣ３を介して
オペアンプＡ３よりなるボルテージフォロワ〜に印加さ
れてドライブアンプ１８の電源となる。尚、抵抗”Ｉ
ｓ ”６及びＶＲ，による分圧出力が抵抗Ｒ３，Ｒ。
を夫々介してオペアンプＡ２．Ａ、の−人力となって、
これがサブキャリヤの正逆信号により振られるものであ
る。
これがサブキャリヤの正逆信号により振られるものであ
る。
コンデンサＣ９，ダイオードＤ□及び抵抗Ｒ２ｏにより
微分回路２０．正側クリップ回路２２が構成されている
。コンデンサＣＩ。、ダイオードＤ２及び抵抗Ｒ２，に
より微分゛回路１９．負側クリープ回路２１が構成され
、コンデンサＣＩＩ １ダイオードＤＪび抵抗Ｒ２２に
より微分回路１５．負側クリップ回路１６が構成される
。正側及び負側クリップ回路２１．２２の両川力はオペ
アンプＡ４．抵抗Ｒ２３〜Ｒ２６，コンデ／すＣ１□よ
シなる反転加算器において加算され、更にオペアンプＡ
６．抵抗Ｒ２６，Ｒ２？よりなるインバータにより反転
されて加算器２３の出力となる。
微分回路２０．正側クリップ回路２２が構成されている
。コンデンサＣＩ。、ダイオードＤ２及び抵抗Ｒ２，に
より微分゛回路１９．負側クリープ回路２１が構成され
、コンデンサＣＩＩ １ダイオードＤＪび抵抗Ｒ２２に
より微分回路１５．負側クリップ回路１６が構成される
。正側及び負側クリップ回路２１．２２の両川力はオペ
アンプＡ４．抵抗Ｒ２３〜Ｒ２６，コンデ／すＣ１□よ
シなる反転加算器において加算され、更にオペアンプＡ
６．抵抗Ｒ２６，Ｒ２？よりなるインバータにより反転
されて加算器２３の出力となる。
そして、オペアンプＡ４＊Ａｌ＋の加算出力である正相
逆信号と、負側クリップ回路１６の出力とがマトリ△
ックス回路１１へ入力されている。この回路１１はオペ
アンプＡ、、Ａ、、抵抗Ｒ２，〜Ｒ３，及びコンデンサ
Ｃ□３＋ＣＩ４を有しており、抵抗Ｒ３，、Ｒ３，の各
出力に含まれるオーディオ成分のみを抽出すべ（ＬＰＦ
３４．３５が設けられ、これらＬＰＩ”出力が左右チャ
ンネル出力となる。
アンプＡ、、Ａ、、抵抗Ｒ２，〜Ｒ３，及びコンデンサ
Ｃ□３＋ＣＩ４を有しており、抵抗Ｒ３，、Ｒ３，の各
出力に含まれるオーディオ成分のみを抽出すべ（ＬＰＦ
３４．３５が設けられ、これらＬＰＩ”出力が左右チャ
ンネル出力となる。
尚、上記の実施例では、コノポジット信号でちる微分パ
ルスと正弦波サブキャリヤの乗算出力を得るために、微
分パルスを正弦波サブキャリヤにより、Ｗ変調すべく微
分人力波のドライブアンプ電源をサブキャリヤにより制
御しているが、ドライブアンプの利得をサブキャリヤに
よシ制御しても良く、また微分出力を個変調してもよい
ことは勿論である。
ルスと正弦波サブキャリヤの乗算出力を得るために、微
分パルスを正弦波サブキャリヤにより、Ｗ変調すべく微
分人力波のドライブアンプ電源をサブキャリヤにより制
御しているが、ドライブアンプの利得をサブキャリヤに
よシ制御しても良く、また微分出力を個変調してもよい
ことは勿論である。
斜上のように、本発明によれば隣接局のビート妨害波を
取り弥くためのいわゆるアンチバーディフィルタが不要
となるから、信号劣化がない。また本質的にはパルスカ
ウント検波方式であるからＳ／Ｎや歪の発生が原理的に
なく優れたものとなる。
取り弥くためのいわゆるアンチバーディフィルタが不要
となるから、信号劣化がない。また本質的にはパルスカ
ウント検波方式であるからＳ／Ｎや歪の発生が原理的に
なく優れたものとなる。
特に微分検波であるから単安定マルチバイブレータを用
いたパルスカウント検波と異なり、ノイズ特性が良好と
なる。また、一般にアナログ信号同士の特性の良い乗算
回路の実現は困難であるが、本発明では、乗算信号の一
方はパルスであるから上記欠点はない。
いたパルスカウント検波と異なり、ノイズ特性が良好と
なる。また、一般にアナログ信号同士の特性の良い乗算
回路の実現は困難であるが、本発明では、乗算信号の一
方はパルスであるから上記欠点はない。
第１図は従来の用ステレオ復調装置のブロック図、第２
図は第１図のブロックの動作を説明する図、第３図は本
発明の原理を示すブロック図、第４図は本発明の実施例
のブロック図、第５図は第４図のブロックの動作波形図
、第６図（５）、 （Ｂｌ 、 （Ｑは第４図のブロッ
クの一部具体例の回路図、第７図は同じく第４図の一部
具体例を示すブロック図、第８図は第４図の他の一部具
体例の回路図である。 主要部分の符号の説明 １０・・・微分検波器 １１・・・マトリンクス
回路１２・・・乗算器 １３・・・正弦波サブキャリヤ信号発生器出願人 パ
イオニア株式会社 代理人 弁理士 藤村元 彦 −ｄ −ｃ’
図は第１図のブロックの動作を説明する図、第３図は本
発明の原理を示すブロック図、第４図は本発明の実施例
のブロック図、第５図は第４図のブロックの動作波形図
、第６図（５）、 （Ｂｌ 、 （Ｑは第４図のブロッ
クの一部具体例の回路図、第７図は同じく第４図の一部
具体例を示すブロック図、第８図は第４図の他の一部具
体例の回路図である。 主要部分の符号の説明 １０・・・微分検波器 １１・・・マトリンクス
回路１２・・・乗算器 １３・・・正弦波サブキャリヤ信号発生器出願人 パ
イオニア株式会社 代理人 弁理士 藤村元 彦 −ｄ −ｃ’
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 （，１） ステレオパイロット信号と同期した正弦波
状のサブキャリヤ信号を発生する手段と、振幅制限され
たｙ信号の微分波と前記正弦波状のサブキャリア信号と
の乗算出力を発生する乗算信号発生手段と、前記ｙ信号
の微分波及び前記乗算出力の各オーディオ周波数成分を
所望に混合して左右チャンネル信号を得るマトリックス
手段とを含むことを特徴とするＮステレオ復調装置。 （２）前記乗算信号発生手段は前記微分波を前記正弦波
状のサブキャリヤ信号により振幅変調する振幅変調手段
を有し、この振幅変調出力を前記乗算出力とするように
したことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のＮス
テレオ復調装置。 （３）前記振幅変調手段は、前記正弦波状のサブキャリ
ヤ信号の正逆相信号に応じて前記ｙ信号のレベルを制御
するレベル制御手段と、このレベル制御手段の出力を微
分する微分手段とからなることを特徴とする特許請求の
範囲第２項記載のＦＭステレオ復調装置。 （４）前記レベル制御手段は前記親信号を増幅するパル
ス増幅器を有し、仁のパルス増幅器の電源が前記正弦波
状サブキャリヤ信号の正逆相信号に応じて変化するよう
構成されていることを特徴とする特許請求の範囲第３項
記載のへステレオ復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9992381A JPS581352A (ja) | 1981-06-26 | 1981-06-26 | Ｆｍステレオ復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9992381A JPS581352A (ja) | 1981-06-26 | 1981-06-26 | Ｆｍステレオ復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS581352A true JPS581352A (ja) | 1983-01-06 |
Family
ID=14260284
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9992381A Pending JPS581352A (ja) | 1981-06-26 | 1981-06-26 | Ｆｍステレオ復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS581352A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60111048U (ja) * | 1983-12-29 | 1985-07-27 | 甲斐 敬 | ウエ−ハ自動整列器 |
-
1981
- 1981-06-26 JP JP9992381A patent/JPS581352A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60111048U (ja) * | 1983-12-29 | 1985-07-27 | 甲斐 敬 | ウエ−ハ自動整列器 |
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