JPH037168B2 - - Google Patents
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- JPH037168B2 JPH037168B2 JP9991881A JP9991881A JPH037168B2 JP H037168 B2 JPH037168 B2 JP H037168B2 JP 9991881 A JP9991881 A JP 9991881A JP 9991881 A JP9991881 A JP 9991881A JP H037168 B2 JPH037168 B2 JP H037168B2
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- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims description 5
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
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- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 2
- 101100381996 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) BRO1 gene Proteins 0.000 description 1
- 101100488882 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) YPL080C gene Proteins 0.000 description 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
- H04H40/27—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95
- H04H40/36—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving
- H04H40/45—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving
- H04H40/72—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving for noise suppression
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/1646—Circuits adapted for the reception of stereophonic signals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はFMステレオ復調装置に関し、特にサ
ブ信号の復調に際しサブキヤリヤ信号とコンポジ
ツト信号との乗算をなすようにしたFMステレオ
復調装置に関するものである。
ブ信号の復調に際しサブキヤリヤ信号とコンポジ
ツト信号との乗算をなすようにしたFMステレオ
復調装置に関するものである。
FMステレオ信号の復調に際して38KHzの矩形
状サブキヤリヤ信号によりコンポジツト信号をス
イツチングして左右チヤンネル信号を分離するよ
うにした回路方式がある。第１図はかゝる復調方
式のブロツク図であり、FM−IF（中間周波）信
号はFM検波器１によりコンポジツト信号に変換
され、不要成分を除去するLPF（ローパスフイル
タ）２を介してスイツチング回路３に印加され
る。LPF2の出力に含有される19KHzのパイロツ
ト信号をPLL（フエイズロツクドループ）回路４
において抽出し、このパイロツト信号に位相同期
した38KHzの矩形波のサブキヤリヤ信号が、先の
スイツチング回路３のスイツチング信号として用
いられている。このスイツチング出力からオーデ
イオ周波数成分である左右チヤンネル信号が夫々
分離導出されるもので、そのためにLPF5及び６
が設けられている。
状サブキヤリヤ信号によりコンポジツト信号をス
イツチングして左右チヤンネル信号を分離するよ
うにした回路方式がある。第１図はかゝる復調方
式のブロツク図であり、FM−IF（中間周波）信
号はFM検波器１によりコンポジツト信号に変換
され、不要成分を除去するLPF（ローパスフイル
タ）２を介してスイツチング回路３に印加され
る。LPF2の出力に含有される19KHzのパイロツ
ト信号をPLL（フエイズロツクドループ）回路４
において抽出し、このパイロツト信号に位相同期
した38KHzの矩形波のサブキヤリヤ信号が、先の
スイツチング回路３のスイツチング信号として用
いられている。このスイツチング出力からオーデ
イオ周波数成分である左右チヤンネル信号が夫々
分離導出されるもので、そのためにLPF5及び６
が設けられている。
こゝで、スイツチング信号である38KHzのサブ
キヤリヤ信号は第２図Ａに示す如き矩形波である
ために、これをフーリエ級数に展開すると、 Ｆ（ｔ）＝４／πsinωSt＋４／3πsin3ωSt ＋４／5πsin5ωSt＋ …(1) と表わされる。こゝにωSはサブキヤリヤ信号の
角周波数である。このように、Ｆ（ｔ）の周波数
スペクトラムは第２図Ｂに示す如く38KHzの基本
波の他に、114KHz，190KHz，…等の奇数次高調
波を含んでいることになる。
キヤリヤ信号は第２図Ａに示す如き矩形波である
ために、これをフーリエ級数に展開すると、 Ｆ（ｔ）＝４／πsinωSt＋４／3πsin3ωSt ＋４／5πsin5ωSt＋ …(1) と表わされる。こゝにωSはサブキヤリヤ信号の
角周波数である。このように、Ｆ（ｔ）の周波数
スペクトラムは第２図Ｂに示す如く38KHzの基本
波の他に、114KHz，190KHz，…等の奇数次高調
波を含んでいることになる。
かゝる周波数スペクトラムを有するスイツチン
グ信号Ｆ（ｔ）によりFM検波出力をスイツチン
グすれば、両信号の乗算がなされることになる
が、出力部のLPF5及び６の通過帯域を０〜15K
Hzとすれば、この乗算によりステレオ出力に現わ
れる検波器出力は第２図Ｃの如くなる。つまり、
メイン信号（０〜15KHz）とサブ信号（38±15K
Hz）の他に、114±15KHz，190±15KHz，…にあ
る信号（雑音や近接妨害波等）も復調されて出力
される。
グ信号Ｆ（ｔ）によりFM検波出力をスイツチン
グすれば、両信号の乗算がなされることになる
が、出力部のLPF5及び６の通過帯域を０〜15K
Hzとすれば、この乗算によりステレオ出力に現わ
れる検波器出力は第２図Ｃの如くなる。つまり、
メイン信号（０〜15KHz）とサブ信号（38±15K
Hz）の他に、114±15KHz，190±15KHz，…にあ
る信号（雑音や近接妨害波等）も復調されて出力
される。
かゝる欠点を防ぐために、FM検波器１の出力
に、第２図Ｄに示すように114KHz，190KHz，…
付近で減衰量の大きいLPFを付加する必要が生
じる。しかし、114KHzはコンポジツト信号成分
に接近しているために、このLPFにより第２図
Ｅに示す如くコンポジツト信号の遅延特性が平坦
でなくなつたり、振幅特性が平坦でなくなつたり
し、ステレオ復調出力の歪やセパレーシヨン特性
が悪化することになる。
に、第２図Ｄに示すように114KHz，190KHz，…
付近で減衰量の大きいLPFを付加する必要が生
じる。しかし、114KHzはコンポジツト信号成分
に接近しているために、このLPFにより第２図
Ｅに示す如くコンポジツト信号の遅延特性が平坦
でなくなつたり、振幅特性が平坦でなくなつたり
し、ステレオ復調出力の歪やセパレーシヨン特性
が悪化することになる。
本発明の目的は上記欠点を排除して特性の良好
なステレオ復調装置を提供することである。
なステレオ復調装置を提供することである。
本発明によるFMステレオ復調装置は、FM信
号のコンポジツト信号周波数スペクトラム成分を
有するパルス列信号を発生するパルス列信号発生
手段と、このコンポジツト信号中のステレオパイ
ロツト信号と同期した正弦波状のサブキヤリヤ信
号を発生する手段と、このパルス列信号と正弦波
サブキヤリヤ信号との乗算出力を発生する乗算手
段と、パルス列信号と乗算出力の各オーデイオ周
波数成分を互いに混合して左右チヤンネル信号を
得るマトリツクス手段とを含むことを特徴として
いる。
号のコンポジツト信号周波数スペクトラム成分を
有するパルス列信号を発生するパルス列信号発生
手段と、このコンポジツト信号中のステレオパイ
ロツト信号と同期した正弦波状のサブキヤリヤ信
号を発生する手段と、このパルス列信号と正弦波
サブキヤリヤ信号との乗算出力を発生する乗算手
段と、パルス列信号と乗算出力の各オーデイオ周
波数成分を互いに混合して左右チヤンネル信号を
得るマトリツクス手段とを含むことを特徴として
いる。
以下に図面を用いて本発明を説明する。
第３図は本発明の原理図であり、コンポジツト
信号周波数スペクトラムを有するパルス列信号の
発生手段としてパルスカウント検波器１０が用い
れており、この検波器１０は周知の如くFM−IF
信号のリミツタ出力の立上り遷移タイミング単安
定マルチバイブレータをトリガする構成であり、
よつてFM受信信号の各瞬時周波数に応じて位置
変調を受けた一定幅パルス列信号すなわちPPM
信号である。このPPM信号は直接マトリツクス
回路１１へ印加されると共に乗算器１２へも印加
される。更にこのPPM信号中に含まれる19KHz
のパイロツト信号成分を検出してこれに同期した
正弦波状サブキヤリヤ信号を発生する。サブキヤ
リヤ信号発生器１３が設けられており、この正弦
波出力が乗算器１２の他方の入力となる。この乗
算器１２の乗算出力はマトリツクス回路１１へ印
加されて、先のPPM信号に含まれるオーデイオ
周波数成分と混合処理される。サブキヤリヤ信号
発生器１３は例えばPLL（フエイズロツクドルー
プ）回路構成として、そのVCO（電圧制御発振
器）の出力を正弦波サブキヤリヤ信号とすればよ
い。
信号周波数スペクトラムを有するパルス列信号の
発生手段としてパルスカウント検波器１０が用い
れており、この検波器１０は周知の如くFM−IF
信号のリミツタ出力の立上り遷移タイミング単安
定マルチバイブレータをトリガする構成であり、
よつてFM受信信号の各瞬時周波数に応じて位置
変調を受けた一定幅パルス列信号すなわちPPM
信号である。このPPM信号は直接マトリツクス
回路１１へ印加されると共に乗算器１２へも印加
される。更にこのPPM信号中に含まれる19KHz
のパイロツト信号成分を検出してこれに同期した
正弦波状サブキヤリヤ信号を発生する。サブキヤ
リヤ信号発生器１３が設けられており、この正弦
波出力が乗算器１２の他方の入力となる。この乗
算器１２の乗算出力はマトリツクス回路１１へ印
加されて、先のPPM信号に含まれるオーデイオ
周波数成分と混合処理される。サブキヤリヤ信号
発生器１３は例えばPLL（フエイズロツクドルー
プ）回路構成として、そのVCO（電圧制御発振
器）の出力を正弦波サブキヤリヤ信号とすればよ
い。
こゝで、PPM信号に含まれるコンポジツト信
号成分を数式で示せば、 Ｃ（ｔ）＝Ｍ（ｔ）＋Ｓ（ｔ）sinωSt …(2) となる。こゝで、Ｍ（ｔ）＝Ｌ（ｔ）＋Ｒ（ｔ）であ
りメイン信号を示し、Ｓ（ｔ）＝Ｌ（ｔ）−Ｒ（ｔ）
でありサブ信号を示している。尚、パイロツト信
号である。sinωS／２ｔは省略して示されている。
号成分を数式で示せば、 Ｃ（ｔ）＝Ｍ（ｔ）＋Ｓ（ｔ）sinωSt …(2) となる。こゝで、Ｍ（ｔ）＝Ｌ（ｔ）＋Ｒ（ｔ）であ
りメイン信号を示し、Ｓ（ｔ）＝Ｌ（ｔ）−Ｒ（ｔ）
でありサブ信号を示している。尚、パイロツト信
号である。sinωS／２ｔは省略して示されている。
従つて、このコンポジツト信号Ｃ（ｔ）とsinωSt
との乗算出力Vx（ｔ）は、 Vx（ｔ）＝Ｍ（ｔ）sinωSt＋Ｓ（ｔ）sin2ωSt＝１／
２Ｓ（ｔ）｛１−cos2ωSt｝＋Ｍ（ｔ）SinωSt…(3) となるからオーデイオ周波数成分のみを考えれ
ば、１／２Ｓ（ｔ）となりサブ信号が得られることに なる。従つて、マトリツクス回路１１において、
(2)式で示すコンポジツト信号のオーデイオ成分で
あるメイン信号Ｍ（ｔ）と乗算出力中のサブ信号
Ｓ（ｔ）を所望比で混合することにより、左右チ
ヤンネル信号が分離されることになる。
との乗算出力Vx（ｔ）は、 Vx（ｔ）＝Ｍ（ｔ）sinωSt＋Ｓ（ｔ）sin2ωSt＝１／
２Ｓ（ｔ）｛１−cos2ωSt｝＋Ｍ（ｔ）SinωSt…(3) となるからオーデイオ周波数成分のみを考えれ
ば、１／２Ｓ（ｔ）となりサブ信号が得られることに なる。従つて、マトリツクス回路１１において、
(2)式で示すコンポジツト信号のオーデイオ成分で
あるメイン信号Ｍ（ｔ）と乗算出力中のサブ信号
Ｓ（ｔ）を所望比で混合することにより、左右チ
ヤンネル信号が分離されることになる。
正弦波サブキヤリヤ信号を用いるために不要の
高調波成分を含有しないから、第１図の従来例に
示した復調方式に比して妨害波の影響をなくすこ
とができ、また特性劣化の要因となるLPFを用
いることがないので歪等の発生もない。
高調波成分を含有しないから、第１図の従来例に
示した復調方式に比して妨害波の影響をなくすこ
とができ、また特性劣化の要因となるLPFを用
いることがないので歪等の発生もない。
第４図は本発明の実施例の回路ブロツク図であ
り、パルスカウント検波器１０の出力はマトリツ
クス回路１１へ入力されると同時に上下スライス
レベルが制御自在なリミツタ１４へ印加される。
またこの検波出力中に含まれるパイロツト信号か
ら38KHzの正弦波サブキヤリヤ信号がサブキヤリ
ヤ信号発生器１３から発生されるが、正及び逆相
の１対の正弦波出力となつている。この正相出力
は上側スライスレベル制御器１５へまた逆相出力
は下側スライスレベル制御器１６へ夫々印加され
て、リミツタ１４の上下スライスレベルを制御す
るものである。
り、パルスカウント検波器１０の出力はマトリツ
クス回路１１へ入力されると同時に上下スライス
レベルが制御自在なリミツタ１４へ印加される。
またこの検波出力中に含まれるパイロツト信号か
ら38KHzの正弦波サブキヤリヤ信号がサブキヤリ
ヤ信号発生器１３から発生されるが、正及び逆相
の１対の正弦波出力となつている。この正相出力
は上側スライスレベル制御器１５へまた逆相出力
は下側スライスレベル制御器１６へ夫々印加され
て、リミツタ１４の上下スライスレベルを制御す
るものである。
第５図は第４図の各部波形図であり、(A)は
PPM信号、(B)は19KHzのパイロツト信号、(C)は
38KHzのサブキヤリヤ信号の正相出力による上側
スライスレベルをまた(D)は逆相出力による下側ス
ライスレベルを示し、(E)はリミツタ１４の出力波
形である。
PPM信号、(B)は19KHzのパイロツト信号、(C)は
38KHzのサブキヤリヤ信号の正相出力による上側
スライスレベルをまた(D)は逆相出力による下側ス
ライスレベルを示し、(E)はリミツタ１４の出力波
形である。
パルスカウント検波器１０によるPPM信号は
第５図Ａに示されるように矩形波であり、この矩
形波のキヤリヤ周波数すなわちFMのIF周波数は
(2)式のコンポジツト信号Ｃ（ｔ）の周波数に比し
はるかに高く、この矩形波の振幅をV1とすると、
PPM信号は、 Ｐ（ｔ）＝V1・Ｋ・Ｃ（ｔ）＋V1・（ｔ） …(4) と表わされる。ＫはFM復調効率で定まる定数、
（ｔ）はパルスのキヤリヤ周波数付近及びそれ
以上の周波数域に存在する信号である。
第５図Ａに示されるように矩形波であり、この矩
形波のキヤリヤ周波数すなわちFMのIF周波数は
(2)式のコンポジツト信号Ｃ（ｔ）の周波数に比し
はるかに高く、この矩形波の振幅をV1とすると、
PPM信号は、 Ｐ（ｔ）＝V1・Ｋ・Ｃ（ｔ）＋V1・（ｔ） …(4) と表わされる。ＫはFM復調効率で定まる定数、
（ｔ）はパルスのキヤリヤ周波数付近及びそれ
以上の周波数域に存在する信号である。
次に、第５図Ｃに示すリミツタの上側スライス
レベルυS1（ｔ）を、 υS1（ｔ）V3＋V2sinωSt …(5) とし、また第５図Ｄに示すリミツタの下側スライ
スレベルυS2（ｔ）を、 υS2（ｔ）＝−υS1（ｔ）＝ −V3−V2sinωSt …(6) とする。こゝにV2，V3は定数でありV3≧V2＞０
である。従つて、リミツタ出力はＥの如き波形と
なりその出力Vx（ｔ）は、 Vx（ｔ）１／２（１＋Ｐ（ｔ）／V1）・υS1（ｔ）＋
１／２（１−Ｐ（ｔ）／V1）・υS2（ｔ）＝υS1（ｔ）
・Ｐ（ｔ）／V1…(7) と表わされることになる。これはPPM信号が
38KHzのサブキヤリヤ信号によりAM変調をうけ
たことと等価であり、第５図Ｅの波形からもそれ
は明白である。
レベルυS1（ｔ）を、 υS1（ｔ）V3＋V2sinωSt …(5) とし、また第５図Ｄに示すリミツタの下側スライ
スレベルυS2（ｔ）を、 υS2（ｔ）＝−υS1（ｔ）＝ −V3−V2sinωSt …(6) とする。こゝにV2，V3は定数でありV3≧V2＞０
である。従つて、リミツタ出力はＥの如き波形と
なりその出力Vx（ｔ）は、 Vx（ｔ）１／２（１＋Ｐ（ｔ）／V1）・υS1（ｔ）＋
１／２（１−Ｐ（ｔ）／V1）・υS2（ｔ）＝υS1（ｔ）
・Ｐ（ｔ）／V1…(7) と表わされることになる。これはPPM信号が
38KHzのサブキヤリヤ信号によりAM変調をうけ
たことと等価であり、第５図Ｅの波形からもそれ
は明白である。
この(7)式を(2)，(4)及び(5)式を用いて変形整理す
れば、 Vx（ｔ）V3・Ｋ・Ｍ（ｔ）＋V2／２・Ｋ・Ｓ（ｔ）＋
｛V3・Ｋ・Ｓ（ｔ）＋V2・Ｋ・Ｍ（ｔ）｝ sinωSt−１／２V2・Ｋ・Ｓ（ｔ）cos2ωSt＋V3・
（ｔ）＋V2・（ｔ）sinωSt…(8) となる。こゝで、V3・（ｔ）及びV2・（ｔ）
sinωStはコンポジツト信号周波数よりはるかに
高い周波数にあるから、(4)式のPPM信号Ｐ（ｔ）
と(8)式の振幅変調信号Vx（ｔ）とのオーデイオ周
波数成分（０〜15KHz）のみに着目すると、 Ｐ（ｔ）＝V1・Ｋ・Ｍ（ｔ） …(9) Vx（ｔ）＝V3・Ｋ・Ｍ（ｔ）＋V2／２・Ｋ・Ｓ（ｔ） …(10) となる。そして、 L′（ｔ）＝M1・Ｐ（ｔ）＋Vx（ｔ） …(11) R′（ｔ）＝M2・Ｐ・（ｔ）−Vx（ｔ） …(12) とおけば、 M1＝（V2／２−V3）／V1 …(13) M2＝（V2／２＋V3）／V1 …(14) なるマトリツクス定数が得られ、このマトリツク
ス定数を用いてマトリツクス回路１１においてＰ
（ｔ），Vx（ｔ）を混合することにより、L′（ｔ）＝
V2／２・Ｋ・Ｌ（ｔ）及びR′（ｔ）＝V2／２・Ｋ・Ｒ
（ｔ） なる左右ステレオ信号が分離復調される。
れば、 Vx（ｔ）V3・Ｋ・Ｍ（ｔ）＋V2／２・Ｋ・Ｓ（ｔ）＋
｛V3・Ｋ・Ｓ（ｔ）＋V2・Ｋ・Ｍ（ｔ）｝ sinωSt−１／２V2・Ｋ・Ｓ（ｔ）cos2ωSt＋V3・
（ｔ）＋V2・（ｔ）sinωSt…(8) となる。こゝで、V3・（ｔ）及びV2・（ｔ）
sinωStはコンポジツト信号周波数よりはるかに
高い周波数にあるから、(4)式のPPM信号Ｐ（ｔ）
と(8)式の振幅変調信号Vx（ｔ）とのオーデイオ周
波数成分（０〜15KHz）のみに着目すると、 Ｐ（ｔ）＝V1・Ｋ・Ｍ（ｔ） …(9) Vx（ｔ）＝V3・Ｋ・Ｍ（ｔ）＋V2／２・Ｋ・Ｓ（ｔ） …(10) となる。そして、 L′（ｔ）＝M1・Ｐ（ｔ）＋Vx（ｔ） …(11) R′（ｔ）＝M2・Ｐ・（ｔ）−Vx（ｔ） …(12) とおけば、 M1＝（V2／２−V3）／V1 …(13) M2＝（V2／２＋V3）／V1 …(14) なるマトリツクス定数が得られ、このマトリツク
ス定数を用いてマトリツクス回路１１においてＰ
（ｔ），Vx（ｔ）を混合することにより、L′（ｔ）＝
V2／２・Ｋ・Ｌ（ｔ）及びR′（ｔ）＝V2／２・Ｋ・Ｒ
（ｔ） なる左右ステレオ信号が分離復調される。
第６図は第４図における上下スライスレベルが
制御可能なリミツタの実施例であり、Ａは２個の
ダイオードD1，D2を同極性で直列接続し、ダイ
オードD1のカソードへ38KHzの正相サブキヤリヤ
をダイオードD2のアノードに逆相サブキヤリヤ
を夫々印加して上下スライスレベルを変化させて
いる。この両ダイオードの中点に抵抗R1を介し
てPPM信号を印加して、その中点からリミツタ
出力すなわち振幅変調出力Ｅを得ている。
制御可能なリミツタの実施例であり、Ａは２個の
ダイオードD1，D2を同極性で直列接続し、ダイ
オードD1のカソードへ38KHzの正相サブキヤリヤ
をダイオードD2のアノードに逆相サブキヤリヤ
を夫々印加して上下スライスレベルを変化させて
いる。この両ダイオードの中点に抵抗R1を介し
てPPM信号を印加して、その中点からリミツタ
出力すなわち振幅変調出力Ｅを得ている。
同図Ｂは互いにコンプリメンタリなMOSトラ
ンジスタQ1，Q2を直列接続して用いたもので、
ＰチヤンネルトランジスタQ1のソースに正相サ
ブキヤリヤを、ＮチヤンネルトランジスタQ2の
ソースに逆相サブキヤリヤを夫々印加し、両ゲー
トにPPM信号を印加しており、両ドレインより
振復変調出力Ｅを得ている。この回路はインバー
タ形式であるから、逆相出力が得られる。
ンジスタQ1，Q2を直列接続して用いたもので、
ＰチヤンネルトランジスタQ1のソースに正相サ
ブキヤリヤを、ＮチヤンネルトランジスタQ2の
ソースに逆相サブキヤリヤを夫々印加し、両ゲー
トにPPM信号を印加しており、両ドレインより
振復変調出力Ｅを得ている。この回路はインバー
タ形式であるから、逆相出力が得られる。
第４図の回路において述べたように、リミツタ
１４の出力Vx（ｔ）はPPM信号Ｐ（ｔ）を正弦波
サブキヤリヤにより振幅変調した信号と等価であ
り、この振幅変調をなすということはとりもなお
さず、正弦波サブキヤリヤとPPM信号との乗算
処理を行つているのであり、このことはVx（ｔ）
を示す(7)式の結果がυS1（ｔ）・Ｐ（ｔ）なる乗算
式で表わされていることからも明らかである。従
つて、第４図は第３図の原理に合致した実施例と
なるものであり、他のAM変調回路構成を用いて
もよい。また、PPM信号発生器としてパルスカ
ウント検波器構成について述べたが、移相器と位
相比較器とによるいわゆるクワドラチヤ検波器構
成としても同様にPPM波が得られるし、また他
の構成を用いてもよい。
１４の出力Vx（ｔ）はPPM信号Ｐ（ｔ）を正弦波
サブキヤリヤにより振幅変調した信号と等価であ
り、この振幅変調をなすということはとりもなお
さず、正弦波サブキヤリヤとPPM信号との乗算
処理を行つているのであり、このことはVx（ｔ）
を示す(7)式の結果がυS1（ｔ）・Ｐ（ｔ）なる乗算
式で表わされていることからも明らかである。従
つて、第４図は第３図の原理に合致した実施例と
なるものであり、他のAM変調回路構成を用いて
もよい。また、PPM信号発生器としてパルスカ
ウント検波器構成について述べたが、移相器と位
相比較器とによるいわゆるクワドラチヤ検波器構
成としても同様にPPM波が得られるし、また他
の構成を用いてもよい。
叙上の如く、本発明によれば、正弦波のサブキ
ヤリヤを乗算信号として用いているため、不要な
高調波を含有しておらずよつて乗算により復調さ
れるビート妨害が存在しない。このために、FM
検波出力をLPFを通す必要がないので歪の発生
がない。
ヤリヤを乗算信号として用いているため、不要な
高調波を含有しておらずよつて乗算により復調さ
れるビート妨害が存在しない。このために、FM
検波出力をLPFを通す必要がないので歪の発生
がない。
第１図は従来のFMステレオ復調装置のブロツ
ク図、第２図は第１図のブロツクの動作を説明す
る図、第３図は本発明の原理を示すブロツク図、
第４図は本発明の実施例のブロツク図、第５図は
第４図のブロツクの動作波形図、第６図Ａ，Ｂは
第４図のブロツクの一部具体例の回路図を夫々示
すものである。 主要部分の符号の説明、１０……パルスカウン
ト検波器、１１……マトリツクス回路、１２……
乗算器、１３……正弦波サブキヤリヤ発生器。
ク図、第２図は第１図のブロツクの動作を説明す
る図、第３図は本発明の原理を示すブロツク図、
第４図は本発明の実施例のブロツク図、第５図は
第４図のブロツクの動作波形図、第６図Ａ，Ｂは
第４図のブロツクの一部具体例の回路図を夫々示
すものである。 主要部分の符号の説明、１０……パルスカウン
ト検波器、１１……マトリツクス回路、１２……
乗算器、１３……正弦波サブキヤリヤ発生器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ FM信号のコンポジツト信号周波数スペクト
ラム成分を有するパルス列信号を発生するパルス
列信号発生手段と、前記コンポジツト信号中のス
テレオパイロツト信号と同期した正弦波状のサブ
キヤリヤ信号を発生する手段と、前記パルス列信
号と前記正弦波状のサブキヤリヤ信号との乗算出
力を発生する乗算手段と、前記パルス列信号及び
前記乗算出力の各オーデイオ周波数成分を所望に
混合して左右チヤンネル信号を得るマトリツクス
手段とを含むことを特徴とするFMステレオ復調
装置。 ２ 前記乗算手段は前記パルス列信号を前記正弦
波状のサブキヤリヤ信号により振幅変調する振幅
変調手段よりなり、この振幅変調出力を前記乗算
出力とするようにしたことを特徴とする特許請求
の範囲第１項記載のFMステレオ復調装置。 ３ 前記振幅変調手段はスライスレベルが制御可
能なリミツタを有しており、前記正弦波状のサブ
キヤリヤ信号の正逆相信号により上下スライスレ
ベルを制御するようにしたことを特徴とする特許
請求の範囲第２項記載のFMステレオ復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9991881A JPS581347A (ja) | 1981-06-26 | 1981-06-26 | Ｆｍステレオ復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9991881A JPS581347A (ja) | 1981-06-26 | 1981-06-26 | Ｆｍステレオ復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS581347A JPS581347A (ja) | 1983-01-06 |
| JPH037168B2 true JPH037168B2 (ja) | 1991-01-31 |
Family
ID=14260154
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9991881A Granted JPS581347A (ja) | 1981-06-26 | 1981-06-26 | Ｆｍステレオ復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS581347A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58191840U (ja) * | 1982-06-15 | 1983-12-20 | 松下電工株式会社 | 吊り戸棚 |
-
1981
- 1981-06-26 JP JP9991881A patent/JPS581347A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS581347A (ja) | 1983-01-06 |
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