JPS581347A - Ｆｍステレオ復調装置 - Google Patents
Ｆｍステレオ復調装置Info
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- JPS581347A JPS581347A JP9991881A JP9991881A JPS581347A JP S581347 A JPS581347 A JP S581347A JP 9991881 A JP9991881 A JP 9991881A JP 9991881 A JP9991881 A JP 9991881A JP S581347 A JPS581347 A JP S581347A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
- H04H40/27—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95
- H04H40/36—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving
- H04H40/45—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving
- H04H40/72—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving for noise suppression
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/1646—Circuits adapted for the reception of stereophonic signals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はＦＭステレオ復調装置に関し、特にサブ信号の
復調に際しサブキャリヤ信号とコンポジット信号との乗
算をなすようにしたＦＭステレオ復調装置に関するもの
である。
復調に際しサブキャリヤ信号とコンポジット信号との乗
算をなすようにしたＦＭステレオ復調装置に関するもの
である。
ＦＭステレオ信号の復調に際して３８ＫＨ２の矩形状サ
ブキャリヤ信号によりコンポジット信号をスイッチング
して左右チャンネル信号を分離するようにした回路方式
がある。第１図はか＼る復調方式のブロック図であり、
ＦＭ−ＩＦ（中間周波）信号はＦＭ検波器ｌによりコン
ポジット信号に変換され、不要成分を除去するＬＰＦ（
ＩＦ−パスフ仁ルタ）２を介してスイッチング回路３に
印加される。ＬＰＦ２の出力に含有される１９ＫＨ２の
パイロツト信号をＰＬＬ（フェイズロックドループ）回
路４において抽出し、このパイロット信号に位相同期し
た３８ＫＨ２の矩形波サブキャリヤ信号が、先のスイッ
チング回路３のスイッチング信号として用いられている
。このスイッチング出力からオーディオ成分である左右
チャンネル信号が夫々分離導出されるもので、そのため
にＬＰＦ５及び６が設けられている。
ブキャリヤ信号によりコンポジット信号をスイッチング
して左右チャンネル信号を分離するようにした回路方式
がある。第１図はか＼る復調方式のブロック図であり、
ＦＭ−ＩＦ（中間周波）信号はＦＭ検波器ｌによりコン
ポジット信号に変換され、不要成分を除去するＬＰＦ（
ＩＦ−パスフ仁ルタ）２を介してスイッチング回路３に
印加される。ＬＰＦ２の出力に含有される１９ＫＨ２の
パイロツト信号をＰＬＬ（フェイズロックドループ）回
路４において抽出し、このパイロット信号に位相同期し
た３８ＫＨ２の矩形波サブキャリヤ信号が、先のスイッ
チング回路３のスイッチング信号として用いられている
。このスイッチング出力からオーディオ成分である左右
チャンネル信号が夫々分離導出されるもので、そのため
にＬＰＦ５及び６が設けられている。
こ＼で、スイッチ、ング信号である３８ＩＧ（ｚのサブ
キャリヤ信号は第２図囚に示す如き矩形波であるために
、これをフーリエ級数に展圃すると、と表わされる。こ
＼に■はサブキャリヤ信号の角周波数である。このよう
に、Ｆ （ｔ）の周波数スペクトラムは第２図（Ｂ）に
示す如（３８ＩＧ（ｚの基本波の他に、１１４ＫＨ２、
１９０ＫＨ２＊ ・”等の奇数次高調波を含んでいるこ
とになる。
キャリヤ信号は第２図囚に示す如き矩形波であるために
、これをフーリエ級数に展圃すると、と表わされる。こ
＼に■はサブキャリヤ信号の角周波数である。このよう
に、Ｆ （ｔ）の周波数スペクトラムは第２図（Ｂ）に
示す如（３８ＩＧ（ｚの基本波の他に、１１４ＫＨ２、
１９０ＫＨ２＊ ・”等の奇数次高調波を含んでいるこ
とになる。
か＼る周波数スペクトラムを有するスイッチング信号Ｆ
（ｔ）によりＦＭ検波出力をスイッチングすれば、両信
号の乗算がなされるととになるが、出力部のＬＰＦ５及
び６の通過帯域をθ〜１５ ＫＨ２とすれば、この乗算
によりステレオ出力に現われる検波器出力は第２図１０
）の如くなる。つまシ、メイン信号（０〜１５ＫＨ２）
とサブ信号（３８±１５ＫＨ２）の他に、 １１４±１
５ＫＨｚ 、 １９０±１５ＩＱ（Ｚ ＃ ”’にある
信号（雑音や近接妨害波等）も復調されて出力される。
（ｔ）によりＦＭ検波出力をスイッチングすれば、両信
号の乗算がなされるととになるが、出力部のＬＰＦ５及
び６の通過帯域をθ〜１５ ＫＨ２とすれば、この乗算
によりステレオ出力に現われる検波器出力は第２図１０
）の如くなる。つまシ、メイン信号（０〜１５ＫＨ２）
とサブ信号（３８±１５ＫＨ２）の他に、 １１４±１
５ＫＨｚ 、 １９０±１５ＩＱ（Ｚ ＃ ”’にある
信号（雑音や近接妨害波等）も復調されて出力される。
か＼る欠点を防ぐために、ＦＭ検波器１の出力に、第２
図（２）に示すように１１４ＫＨ２，１９０ＫＨ２、”
’付近で減衰量の大きいＬＰＦを付加する必要が生じる
。
図（２）に示すように１１４ＫＨ２，１９０ＫＨ２、”
’付近で減衰量の大きいＬＰＦを付加する必要が生じる
。
しかし、１ｔ４ＫＨｚｈコンポジット信号成分に接近し
ているために、このＬＰＦによシ第２図（ト）に示す如
くコンポジット信号の遅延特性が平坦でなくなったシ、
振幅特性が平坦でなくなったりし、ステレオ復調出力の
歪やセパレーション特性が悪化することになるｂ 本発明の目的は上記欠点を排除して特性の良好なステレ
オ復調装置を提供することである。
ているために、このＬＰＦによシ第２図（ト）に示す如
くコンポジット信号の遅延特性が平坦でなくなったシ、
振幅特性が平坦でなくなったりし、ステレオ復調出力の
歪やセパレーション特性が悪化することになるｂ 本発明の目的は上記欠点を排除して特性の良好なステレ
オ復調装置を提供することである。
本発明によるＦＭステレオ復調装置は、ＦＭ信号のコン
ポジット信号周波数スペクトラム成分を有するパルス列
信号を発生するパルス列信号発生手段と、このコンポジ
ット信号中のステレオパイロット信号と同期した正弦波
状のサブキャリヤ信号を発生する手段と、このパルス列
信号と正弦波サブキャリヤ信号との乗算出力を発生する
乗算手段と、パルス列信号と乗算出力の各オーディオ周
波数成分を互いに混合して左右チャンネル信号を得るマ
トリックス手段とを含むことを特徴としている。
ポジット信号周波数スペクトラム成分を有するパルス列
信号を発生するパルス列信号発生手段と、このコンポジ
ット信号中のステレオパイロット信号と同期した正弦波
状のサブキャリヤ信号を発生する手段と、このパルス列
信号と正弦波サブキャリヤ信号との乗算出力を発生する
乗算手段と、パルス列信号と乗算出力の各オーディオ周
波数成分を互いに混合して左右チャンネル信号を得るマ
トリックス手段とを含むことを特徴としている。
以下に図面を用いて本発明を説明する。
第３図は本発明の原理図であシ、コンポジット信号周波
数スペクトラムを有するパルス列信号の発生手段として
パルスカウント検波器１０が用いられており、この検波
器ｌＯは周知の如（ＦＭ−ＩＦ倍信号リミッタ出力の立
上り遷移タイミングで単安定マルチバイブレータをトリ
ガする構成であシ、よってＦＭ受信信号の各瞬時周波数
に応じて位置変調を受けた一定幅のパルス列信号すなわ
ちＰＰＭＦＭ信号る。このＰＰＭＦＭ信号接マトリック
ス回路ｌ）へ印加されると共に乗算器１２へも印加され
る。
数スペクトラムを有するパルス列信号の発生手段として
パルスカウント検波器１０が用いられており、この検波
器ｌＯは周知の如（ＦＭ−ＩＦ倍信号リミッタ出力の立
上り遷移タイミングで単安定マルチバイブレータをトリ
ガする構成であシ、よってＦＭ受信信号の各瞬時周波数
に応じて位置変調を受けた一定幅のパルス列信号すなわ
ちＰＰＭＦＭ信号る。このＰＰＭＦＭ信号接マトリック
ス回路ｌ）へ印加されると共に乗算器１２へも印加され
る。
更にはとのＰＰＭ信号中に含まれる１９ ＫＨｚのノ（
イロット信号成分を検出してこれに同期した正弦波状サ
ブキャリヤ信号を発生する。サブキャリヤ信号発生器１
３が設けられておシ、この正弦波出力が乗算器１２の他
方の入力となる。この乗算器１２の乗算出力はマトリッ
クス回路１１へ印加されて、先のＰＰＭＦＭ信号まれる
オーディオ信号成分と混合処理される。サブキャリヤ信
号発生器１３は例えばＰＬＬ（フェイズロックドループ
）回路構成として、そのＶＣＯ（電圧制御発振器）の出
力を正弦波サブキャリヤ信号とすればよい。
イロット信号成分を検出してこれに同期した正弦波状サ
ブキャリヤ信号を発生する。サブキャリヤ信号発生器１
３が設けられておシ、この正弦波出力が乗算器１２の他
方の入力となる。この乗算器１２の乗算出力はマトリッ
クス回路１１へ印加されて、先のＰＰＭＦＭ信号まれる
オーディオ信号成分と混合処理される。サブキャリヤ信
号発生器１３は例えばＰＬＬ（フェイズロックドループ
）回路構成として、そのＶＣＯ（電圧制御発振器）の出
力を正弦波サブキャリヤ信号とすればよい。
こ＼で、ＰＰＭ（ｉ号に含まれるコンポジット信号成分
を数式で示せば、 Ｃ（＋り−＝ Ｍ（ｔ）＋ Ｓ （ｔ）ａｉｎωｓｔ”
・（２）となる。こ＼で、Ｍ（ｔ）＝ Ｌ（ａ＋ Ｒ（
ｔ）でありメイン信号を示し、５（ｔ）＝ Ｌ（４）−
Ｒ（ｔ）でありサブ信号を省略して示されている。従っ
て、このコンポジット信号Ｃ（ｔ）と呻ΦＢｔとの乗算
出力ＶＸ（ｔ）は、Ｖｘ （ｔ）二Ｍ（ｔ）ｓｉｎω８
ｔ 十Ｓ （ｔ）ｓＩｎω５ｔＳ（ｔ）となりサブ信
号が得られることになる。従って、マトリックス回路１
１において、（２）式で示すコンポジット信号のオーデ
ィオ成分であるメイン信号Ｍ （ｔ）と乗算出力中のサ
ブ信号５（ｔ）を所望比で混合することによシ、左右チ
ャンネル信号が分離されることになる。
を数式で示せば、 Ｃ（＋り−＝ Ｍ（ｔ）＋ Ｓ （ｔ）ａｉｎωｓｔ”
・（２）となる。こ＼で、Ｍ（ｔ）＝ Ｌ（ａ＋ Ｒ（
ｔ）でありメイン信号を示し、５（ｔ）＝ Ｌ（４）−
Ｒ（ｔ）でありサブ信号を省略して示されている。従っ
て、このコンポジット信号Ｃ（ｔ）と呻ΦＢｔとの乗算
出力ＶＸ（ｔ）は、Ｖｘ （ｔ）二Ｍ（ｔ）ｓｉｎω８
ｔ 十Ｓ （ｔ）ｓＩｎω５ｔＳ（ｔ）となりサブ信
号が得られることになる。従って、マトリックス回路１
１において、（２）式で示すコンポジット信号のオーデ
ィオ成分であるメイン信号Ｍ （ｔ）と乗算出力中のサ
ブ信号５（ｔ）を所望比で混合することによシ、左右チ
ャンネル信号が分離されることになる。
正弦波サブキャリヤ信号を用いるために不要の高調波成
分を含有しないから、第１図の従来例に示した復調方式
に比して妨害波の影響をなくすことができ、また特性劣
化の要因となるＬＰＦを用いることがないので歪等の発
生もない。
分を含有しないから、第１図の従来例に示した復調方式
に比して妨害波の影響をなくすことができ、また特性劣
化の要因となるＬＰＦを用いることがないので歪等の発
生もない。
第４図は本発明の実施例の回路ブロック図であり、パル
スカウント検波器１０の出力はマトリックス回路１１へ
入力されると同時に上下スライスレベルが制御自在なリ
ミッタ１４へ印加される。またこの検波出力中に含まれ
るパイロット信号から３８ ＫＨ２の正弦波サブキャリ
ヤ信号がサブキャリヤ信号発生器１３から発生されるが
、正及び逆相の１対の正弦波出力となっている。この正
相出力は上側スライスレベル制御器１５へまた逆相出力
は下側スライスレベル制御器１６へ夫々印加されて、リ
ミッタ１４の上下スライスレベルを制御するものである
。
スカウント検波器１０の出力はマトリックス回路１１へ
入力されると同時に上下スライスレベルが制御自在なリ
ミッタ１４へ印加される。またこの検波出力中に含まれ
るパイロット信号から３８ ＫＨ２の正弦波サブキャリ
ヤ信号がサブキャリヤ信号発生器１３から発生されるが
、正及び逆相の１対の正弦波出力となっている。この正
相出力は上側スライスレベル制御器１５へまた逆相出力
は下側スライスレベル制御器１６へ夫々印加されて、リ
ミッタ１４の上下スライスレベルを制御するものである
。
第５図は第４図の各部波形図であシ、囚はＰＰＭ信号、
（Ｂ）は３８ ＫＨ２の正弦波サブキャリヤ信号、（Ｃ
）はこのサブキャリヤ信号の正相出力による上側スライ
スレベルをま九〇））は逆相出力による下側スライスレ
ベルを示し、■）はリミッタ１４の出力波形である。
（Ｂ）は３８ ＫＨ２の正弦波サブキャリヤ信号、（Ｃ
）はこのサブキャリヤ信号の正相出力による上側スライ
スレベルをま九〇））は逆相出力による下側スライスレ
ベルを示し、■）はリミッタ１４の出力波形である。
パルスカウント検波器１０によるＰＰＭ信号は第５図囚
に示されるように矩形波であり、この矩形波のキャリヤ
周波数すなわちＦＭのＩＦ周波数は（２）式のコンポジ
ット信号Ｃ＜ｔ＞の周波数に比しはるかに高く、この矩
形波の振幅を■とすると、ＰＰＭ信号は、 Ｐ（ｔ）＝ｖ、・Ｋ−Ｃ（ｔ）＋■・７（ｔ）
・・・・・・（４）と表わされる。ＫはＦＭ復調効率で
定まる定数。
に示されるように矩形波であり、この矩形波のキャリヤ
周波数すなわちＦＭのＩＦ周波数は（２）式のコンポジ
ット信号Ｃ＜ｔ＞の周波数に比しはるかに高く、この矩
形波の振幅を■とすると、ＰＰＭ信号は、 Ｐ（ｔ）＝ｖ、・Ｋ−Ｃ（ｔ）＋■・７（ｔ）
・・・・・・（４）と表わされる。ＫはＦＭ復調効率で
定まる定数。
ｆ （ｔ）はパルスのキャリヤ周波数付近及びそれ以上
の周波数域に存在する信号である。
の周波数域に存在する信号である。
次Ｋ、第５図４０）に示すリミッタの上側スライスレベ
ルｖｓ、（ｔ）を、 ｕｓ、 （ｔ） ＝： Ｖｓ ＋ ｖ２−ωｓｔ
・・・・・・（５）とし、また第５図（２
）に示すリミッタの下側スライスレベルｖＢ、（ｔ）を
、 ｖｓＪｔ）−−ｖｓ、（ｔ）＝−Ｖｓ−ＶＳωｓｔ
−＝（６）とする。こ＼にｖ２． Ｖ、は定数であ
シｖ３≧ｖ２〉０である。従って、リミッタ出力は（ト
）の如き波形となりその出力Ｖ郊ｔ）は、 ｖＢ２（ｔ）＝ ｖＢ、（ｔ）・Ｐ （ｔ）／ Ｖｔ
−−（７）と表わされることになる。これはＰ
ＰＭ信号が３８ ＫＨ２のサブキャリヤ信号によりＡＭ
変調をうけたことと等価であり、第５図（ト）の波形か
らもそれは明白である。
ルｖｓ、（ｔ）を、 ｕｓ、 （ｔ） ＝： Ｖｓ ＋ ｖ２−ωｓｔ
・・・・・・（５）とし、また第５図（２
）に示すリミッタの下側スライスレベルｖＢ、（ｔ）を
、 ｖｓＪｔ）−−ｖｓ、（ｔ）＝−Ｖｓ−ＶＳωｓｔ
−＝（６）とする。こ＼にｖ２． Ｖ、は定数であ
シｖ３≧ｖ２〉０である。従って、リミッタ出力は（ト
）の如き波形となりその出力Ｖ郊ｔ）は、 ｖＢ２（ｔ）＝ ｖＢ、（ｔ）・Ｐ （ｔ）／ Ｖｔ
−−（７）と表わされることになる。これはＰ
ＰＭ信号が３８ ＫＨ２のサブキャリヤ信号によりＡＭ
変調をうけたことと等価であり、第５図（ト）の波形か
らもそれは明白である。
この（７）式を（２） 、 （４）及び（５）式を用い
て変形整理すれば、 ＋Ｖｓ・７（ｔ）＋ ％・ｆ（ｔ＄’ｓ）ｓ ｔ
−＝（８）トナル。コ、＼テ、ｖｓ（（ｔ）及びＶ
ｔ・ｆ（ｔ）苅ωｓｔはコンポジット信号周波数よりは
るかに高い周波数にあるから、（４）式のＰＰＭ信号Ｐ
（ｔ）と（８）式の振幅変調信号ｙ、（ｔ）とのオー
ディオ成分（０〜ｔｓ ＫＨｚ ）のみに着目すると、 ｐ（ｔ）＝Ｖｔ・Ｋ −Ｍ（ｔ） ・
・・・・・（９）ｖＸ（ｔ）＝ｖ３・Ｋ−Ｍ（ｔ）＋■
−に−８（ｔ） −（１０）となる。そして、 Ｌ’（ｔ）＝ Ｍ −Ｐ （ｔ） ＋ ＶＪｃ（ｔ）
−（１１）Ｒ’（ｔ）＝Ｍ２・Ｐ（’）
Ｖｘ（ｔ） ・・・（１２）とおけば
、 Ｍ１＝ （Ｖ！−Ｖａ） ／ｖ＋ −（１
３）■ 島＝ （−＋ Ｖｓ） ／ ｖｌ ・
・・（１４）なるマトリックス定数が得られ、このマト
リックス定数を用いてマトリックス回路１１においてｐ
＜ｔ＞。
て変形整理すれば、 ＋Ｖｓ・７（ｔ）＋ ％・ｆ（ｔ＄’ｓ）ｓ ｔ
−＝（８）トナル。コ、＼テ、ｖｓ（（ｔ）及びＶ
ｔ・ｆ（ｔ）苅ωｓｔはコンポジット信号周波数よりは
るかに高い周波数にあるから、（４）式のＰＰＭ信号Ｐ
（ｔ）と（８）式の振幅変調信号ｙ、（ｔ）とのオー
ディオ成分（０〜ｔｓ ＫＨｚ ）のみに着目すると、 ｐ（ｔ）＝Ｖｔ・Ｋ −Ｍ（ｔ） ・
・・・・・（９）ｖＸ（ｔ）＝ｖ３・Ｋ−Ｍ（ｔ）＋■
−に−８（ｔ） −（１０）となる。そして、 Ｌ’（ｔ）＝ Ｍ −Ｐ （ｔ） ＋ ＶＪｃ（ｔ）
−（１１）Ｒ’（ｔ）＝Ｍ２・Ｐ（’）
Ｖｘ（ｔ） ・・・（１２）とおけば
、 Ｍ１＝ （Ｖ！−Ｖａ） ／ｖ＋ −（１
３）■ 島＝ （−＋ Ｖｓ） ／ ｖｌ ・
・・（１４）なるマトリックス定数が得られ、このマト
リックス定数を用いてマトリックス回路１１においてｐ
＜ｔ＞。
Ｖ）ｄｔ）を混合すルコとＫより、Ｌ′（ｔ）：＝ ”
−Ｋ−Ｌ（ｔ）及復調される。
−Ｋ−Ｌ（ｔ）及復調される。
第６図は第４図における上下スライスレベ′ルが制御可
能なリミッタの実施例でｓｂ、（４）は２個のダイオー
ドＤ、 、 Ｄ２を同極性で直列接続し、ダイオードＤ
、のカソードへ３８ ＫＨ２の正相サブキャリヤを、ダ
イオードＤ、のアノードに逆相サブキャリヤを夫々印加
して上下スライスレベルを変化させている。
能なリミッタの実施例でｓｂ、（４）は２個のダイオー
ドＤ、 、 Ｄ２を同極性で直列接続し、ダイオードＤ
、のカソードへ３８ ＫＨ２の正相サブキャリヤを、ダ
イオードＤ、のアノードに逆相サブキャリヤを夫々印加
して上下スライスレベルを変化させている。
この両ダイオードの中点に抵抗Ｒ１を介してＰＰＭ信号
を印加して、その中点からリミッタ出力すなわち振幅変
調出力（ト）を得ている。
を印加して、その中点からリミッタ出力すなわち振幅変
調出力（ト）を得ている。
同図（Ｂ）は互いにコンプリメンタリなＭＯＳ）ランジ
スタＱ、 、 Ｑ２を直列接続して用いたもので、Ｐチ
ャンネルトランジスタＱ、のソースに正相サブキャリヤ
を、ＮチャンネルトランジスタＱ２のソースに逆相サブ
キャリヤを夫々印加し、両ゲートにＰＰＭ信号を印加し
ておシ、両ドレイ／より振幅変調出力（ト）を得ている
。この回路はインバータ形式であるから逆相出力が得ら
れる。
スタＱ、 、 Ｑ２を直列接続して用いたもので、Ｐチ
ャンネルトランジスタＱ、のソースに正相サブキャリヤ
を、ＮチャンネルトランジスタＱ２のソースに逆相サブ
キャリヤを夫々印加し、両ゲートにＰＰＭ信号を印加し
ておシ、両ドレイ／より振幅変調出力（ト）を得ている
。この回路はインバータ形式であるから逆相出力が得ら
れる。
第４図の回路において述べたように、リミッタ１４の出
力Ｖｘ（ｔ）はＰＰＭ信号Ｐ（ｔ）を正弦波サブキャリ
ヤによシ振幅変調した信号と等価であり、この振幅変調
をなすということはとシもなおさず、正弦波サブキャリ
ヤとＰＰＭ信号との乗算処理を行っているのであり、こ
のことはＶΔｔ）を示す（７）式の結果がｖＢ、（ｔ）
・Ｐ （ｔ）なる乗算式で表わされていることからも明
らかである。従って、第４図は第３図の原理に合致した
実施例となるものであり、他のＡＭ変調回路構成を用い
てもよい。また、ＰＰＭ信号発生器としてパルスカウン
ト検波器構成について述べたが、移相器と位相比較器と
によるいわゆるクワドラチャ検波器構成としても同様に
ＰＰＭ波が得られるし、また他の構成を用いてもよい。
力Ｖｘ（ｔ）はＰＰＭ信号Ｐ（ｔ）を正弦波サブキャリ
ヤによシ振幅変調した信号と等価であり、この振幅変調
をなすということはとシもなおさず、正弦波サブキャリ
ヤとＰＰＭ信号との乗算処理を行っているのであり、こ
のことはＶΔｔ）を示す（７）式の結果がｖＢ、（ｔ）
・Ｐ （ｔ）なる乗算式で表わされていることからも明
らかである。従って、第４図は第３図の原理に合致した
実施例となるものであり、他のＡＭ変調回路構成を用い
てもよい。また、ＰＰＭ信号発生器としてパルスカウン
ト検波器構成について述べたが、移相器と位相比較器と
によるいわゆるクワドラチャ検波器構成としても同様に
ＰＰＭ波が得られるし、また他の構成を用いてもよい。
斜上の如く、本発明によれば、正弦波のサブキャリヤを
乗算信号として用いているために、不要な高調波を含有
しておらずよって乗算によシ復調されるビート妨害が存
在しない。このためＫ、ＦＭ検波出力をＬＰＦを通す必
要がないので歪の発生がない。
乗算信号として用いているために、不要な高調波を含有
しておらずよって乗算によシ復調されるビート妨害が存
在しない。このためＫ、ＦＭ検波出力をＬＰＦを通す必
要がないので歪の発生がない。
第１図は従来のＦＭステレオ復調装置のブロック図、第
２図は第１図のブロックの動作を説明する図、第３図は
本発明の原理を示すブロック図、第４図は本発明の実施
例のブロック図、第５図は第４図のブロックの動作波形
図、第６図囚、（Ｂ）は第４図のブロックの一部具体例
の回路図を夫々示すものである。 主要部分の符号の説明 １０・・・・・・・・・パルスカウント検波器１１・・
・・・・・・・マトリックス回路１２・・・・・・・・
・乗算器 １３・・・・・・・・・正弦波サブキャリヤ発生器出願
人 パイオニア株式会社 代理人 弁理士 藤村元彦 乳３（２１ ＃４図 秦５図 ４乙［Ｕ 、８゜ （Ａ）
２図は第１図のブロックの動作を説明する図、第３図は
本発明の原理を示すブロック図、第４図は本発明の実施
例のブロック図、第５図は第４図のブロックの動作波形
図、第６図囚、（Ｂ）は第４図のブロックの一部具体例
の回路図を夫々示すものである。 主要部分の符号の説明 １０・・・・・・・・・パルスカウント検波器１１・・
・・・・・・・マトリックス回路１２・・・・・・・・
・乗算器 １３・・・・・・・・・正弦波サブキャリヤ発生器出願
人 パイオニア株式会社 代理人 弁理士 藤村元彦 乳３（２１ ＃４図 秦５図 ４乙［Ｕ 、８゜ （Ａ）
Claims (3)
- （１） ＦＭ 信号のコンポジット信号周波数スペク
トラム成分を有するパルス列信号を発生するノ（ルス列
信号発生手段と、前記コンポジット信号中のステレオパ
イロット信号と同期した正弦波状のサブキャリヤ信号を
発生する手段と、前記パルス列信号と前記正弦波状のサ
ブキャリヤ信号との乗算出力を発生する乗算手段と、前
記・（ルス列信号及び前記乗算出力の各オーディオ周波
数成分を所望に混合して左右チャンネル信号を得るマト
リックス手段とを含むことを特徴とするＦＭステレオ復
調装置。 - （２）前記乗算手段は前記パルス列信号を前記正弦波状
のサブキャリヤ信号によシ振幅変調する振幅変調手段よ
りなり、この振幅変調出力を前記乗算出力とするように
したことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のＦＭ
ステレオ復調装置。 - （３）前記振幅変調手段はスライスレベルが制御可能な
リミッタを有しており、前記正弦波状のサブキャリヤ信
号の正逆相信号により上下スライスレベルを制御するよ
うにしたことを特徴とする特許請求の範囲第２項記載の
ＦＭステレオ復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9991881A JPS581347A (ja) | 1981-06-26 | 1981-06-26 | Ｆｍステレオ復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9991881A JPS581347A (ja) | 1981-06-26 | 1981-06-26 | Ｆｍステレオ復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS581347A true JPS581347A (ja) | 1983-01-06 |
| JPH037168B2 JPH037168B2 (ja) | 1991-01-31 |
Family
ID=14260154
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9991881A Granted JPS581347A (ja) | 1981-06-26 | 1981-06-26 | Ｆｍステレオ復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS581347A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58191840U (ja) * | 1982-06-15 | 1983-12-20 | 松下電工株式会社 | 吊り戸棚 |
-
1981
- 1981-06-26 JP JP9991881A patent/JPS581347A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58191840U (ja) * | 1982-06-15 | 1983-12-20 | 松下電工株式会社 | 吊り戸棚 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH037168B2 (ja) | 1991-01-31 |
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