JP2572973B2 - Ｆｍステレオの雑音低減回路 - Google Patents
Ｆｍステレオの雑音低減回路Info
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Description
【発明の詳細な説明】 A.産業上の利用分野 本発明はFMステレオにおける雑音低減回路に関する。
B.発明の概要 FM受信機でステレオ受信時に、ステレオ信号検出に搬
送波cos ωptで23〜53kHzの帯域を同期検波する場合
に、同じ帯域を直交する搬送波sin ωptで同期検波し、
その包絡と、cos ωptで同期検波して得られる信号の包
絡を振幅比較し、sin ωptで検波した成分以下のレベル
となる成分は０として、小振幅に分布する妨害信号を除
去する。さらに、妨害信号が大きい場合には、信号処理
で生じる不連続を鋸歯状波を用いて補間する。
送波cos ωptで23〜53kHzの帯域を同期検波する場合
に、同じ帯域を直交する搬送波sin ωptで同期検波し、
その包絡と、cos ωptで同期検波して得られる信号の包
絡を振幅比較し、sin ωptで検波した成分以下のレベル
となる成分は０として、小振幅に分布する妨害信号を除
去する。さらに、妨害信号が大きい場合には、信号処理
で生じる不連続を鋸歯状波を用いて補間する。
C.従来の技術 現在放送されているFM放送のベースバンド信号の周波
数分布では、第10図に示すように、モノラル信号（右チ
ャンネル信号ER,左チャンネル信号EL,モノラル信号EM＝
ER＋EL）は15kHz以下であり、この信号にfp/2＝19kHzと
fp＝38kHzを振幅変調したfp±15kHzのステレオ信号（ES
＝ER−EL）が多重されている。この多重信号でFM変調し
て、受信機でFM復調し、第10図の信号とし、EMとESから
マトリクスによりERおよびELの各チャンネルの信号を分
離している。
数分布では、第10図に示すように、モノラル信号（右チ
ャンネル信号ER,左チャンネル信号EL,モノラル信号EM＝
ER＋EL）は15kHz以下であり、この信号にfp/2＝19kHzと
fp＝38kHzを振幅変調したfp±15kHzのステレオ信号（ES
＝ER−EL）が多重されている。この多重信号でFM変調し
て、受信機でFM復調し、第10図の信号とし、EMとESから
マトリクスによりERおよびELの各チャンネルの信号を分
離している。
FM信号の復調信号には途中の伝送系の雑音が加わる
が、この雑音は周波数に比例して増大する、いわゆる三
角ノイズになっている。このため、第10図のモノラル信
号EMとステレオ信号ESでは、ESの方が20dBだけS/N比が
劣化している。したがって、弱電界での受信ではステレ
オ信号ESのS/N比が著しく劣化し、モノラルとしては十
分聴取できる状態でも、ステレオとしては聴くに耐えな
い状態も生じる。
が、この雑音は周波数に比例して増大する、いわゆる三
角ノイズになっている。このため、第10図のモノラル信
号EMとステレオ信号ESでは、ESの方が20dBだけS/N比が
劣化している。したがって、弱電界での受信ではステレ
オ信号ESのS/N比が著しく劣化し、モノラルとしては十
分聴取できる状態でも、ステレオとしては聴くに耐えな
い状態も生じる。
D.発明が解決しようとする問題点 この対策として、例えばノイズ軽減回路では、弱電界
でステレオ受信をモノラル受信に切り換える方法を取っ
ているものもあるが、この方法ではステレオ聴取できな
くなる欠点がある。
でステレオ受信をモノラル受信に切り換える方法を取っ
ているものもあるが、この方法ではステレオ聴取できな
くなる欠点がある。
また、米国ではCBSが、FMXと称して、ステレオ信号に
別に直交する搬送波を変調した信号を付加してステレオ
信号のS/N比を改善する実験も試みられているが、日本
ではかかる方式を実用化する機運にない。
別に直交する搬送波を変調した信号を付加してステレオ
信号のS/N比を改善する実験も試みられているが、日本
ではかかる方式を実用化する機運にない。
本発明の目的は、FM受信機においてステレオ信号のS/
N比を改善し、弱電界での受信時のS/N比を改善するとと
もに、左チャンネル信号と右チャンネル信号の分離度を
改善することを可能にするFMステレオの雑音低減回路を
提供することである。
N比を改善し、弱電界での受信時のS/N比を改善するとと
もに、左チャンネル信号と右チャンネル信号の分離度を
改善することを可能にするFMステレオの雑音低減回路を
提供することである。
E.問題点を解決するための手段 上記目的を達成するために、本発明によるFMステレオ
の雑音低減回路は、復調信号からモノラル成分信号を取
り出す手段と前記復調信号からステレオ成分信号を取り
出す手段と、前記復調信号から所定周波数パイロット信
号を取り出す手段と、前記所定周波数パイロット信号に
基づく第１の搬送波を生成する搬送波生成手段と、前記
第１の搬送波により前記ステレオ成分信号を同期検波す
る第１の同期検波手段と、前記第１の搬送波の位相を90
゜移相した第２の搬送波を出力する移相手段と、前記第
２の搬送波により前記ステレオ成分信号を同期検波する
第２の同期検波手段と、前記第２の同期検波手段により
得られる信号の包絡成分信号を得る手段と、前記第１の
同期検波手段により得られる信号から前記包絡成分信号
振幅レベル以下である信号を除去する信号処理手段と、
前記モノラル成分信号と前記信号処理手段からの信号に
より左及び右チャンネル信号を得る手段とを含むことを
要旨とする。
の雑音低減回路は、復調信号からモノラル成分信号を取
り出す手段と前記復調信号からステレオ成分信号を取り
出す手段と、前記復調信号から所定周波数パイロット信
号を取り出す手段と、前記所定周波数パイロット信号に
基づく第１の搬送波を生成する搬送波生成手段と、前記
第１の搬送波により前記ステレオ成分信号を同期検波す
る第１の同期検波手段と、前記第１の搬送波の位相を90
゜移相した第２の搬送波を出力する移相手段と、前記第
２の搬送波により前記ステレオ成分信号を同期検波する
第２の同期検波手段と、前記第２の同期検波手段により
得られる信号の包絡成分信号を得る手段と、前記第１の
同期検波手段により得られる信号から前記包絡成分信号
振幅レベル以下である信号を除去する信号処理手段と、
前記モノラル成分信号と前記信号処理手段からの信号に
より左及び右チャンネル信号を得る手段とを含むことを
要旨とする。
本発明の有利な実施の態様においては、上記信号処理
手段は全波整流器、振幅比較器、ゲイトパルス発生器、
および利得制御回路から成る。
手段は全波整流器、振幅比較器、ゲイトパルス発生器、
および利得制御回路から成る。
F.作用 第２図は第10図のFMのベースバンド信号のステレオ帯
域に妨害成分が混入している場合の例である。搬送波周
波数をfp（角周波数ωｐ＝２πfp）、妨害成分の周波数
をfN＝fp＋ΔfNとすると、第２図（ａ）の分布となる。
（ａ）は（ｂ）のcos ωptと同相成分と（ｃ）の直交成
分に分解される。式で示すと以下のようになる。
域に妨害成分が混入している場合の例である。搬送波周
波数をfp（角周波数ωｐ＝２πfp）、妨害成分の周波数
をfN＝fp＋ΔfNとすると、第２図（ａ）の分布となる。
（ａ）は（ｂ）のcos ωptと同相成分と（ｃ）の直交成
分に分解される。式で示すと以下のようになる。
cos（ωｐ＋ΔωＮ）ｔ ＝1/2 cos（ωｐ−ΔωＮ）ｔ＋1/2 cos（ωｐ＋Δ
ωＮ）ｔ −1/2 cos（ωｐ−ΔωＮ）ｔ＋1/2 cos（ωｐ＋Δ
ωＮ）ｔ ………（１） 式（１）の上段が第２図（ｂ）であり、下段が第２図
（ｃ）である。
ωＮ）ｔ −1/2 cos（ωｐ−ΔωＮ）ｔ＋1/2 cos（ωｐ＋Δ
ωＮ）ｔ ………（１） 式（１）の上段が第２図（ｂ）であり、下段が第２図
（ｃ）である。
受信機でFM復調後、ステレオ帯域の成分をcos ωptで
同期検波する。すなわち、妨害信号の振幅を2nとする
と、受信信号のステレオ帯域信号は式（２）となってい
る。
同期検波する。すなわち、妨害信号の振幅を2nとする
と、受信信号のステレオ帯域信号は式（２）となってい
る。
eS＝S cos ωpt＋2n cos（ωｐ＋ΔωＮ）ｔ ………
（２） 式（２）をcos ωptで同期検波、すなわち eS cos ωpt の低周波成分をとるとES′となる。
（２） 式（２）をcos ωptで同期検波、すなわち eS cos ωpt の低周波成分をとるとES′となる。
ES′＝Ｓ＋n cosΔωNt …（３） 第３図（ａ）にES′の波形を示す。
一方、搬送波cos ωptと直交するSin ωptで式（２）
の成分を同期検波、すなわち、 eS sin ωpt の低周波成分をとるとES′となる。
の成分を同期検波、すなわち、 eS sin ωpt の低周波成分をとるとES′となる。
ES′＝−n sinΔωNt ………（４） 第３図（ｂ）に式（４）の妨害成分を示す。式（４）
はステレオ信号Ｓを含まず、妨害信号のみである。
はステレオ信号Ｓを含まず、妨害信号のみである。
本発明では、式（４）に示す妨害成分が式（３）に示
す妨害成分に対応していることを利用して、受信ステレ
オ信号の小レベルの妨害信号を除くことにある。波形で
示すと第３図（ａ）の同期検波信号ES′を第４図のよう
に振幅2nの範囲の成分を除去し、大振幅の成分を残すよ
うにする。第４図（ａ）は低振幅の成分を除いた例であ
るが、（ｂ）はクリップしているので、振幅全体が2nだ
け小さくなり、かつステレオ信号Ｓにもクリップによる
不連続が生じる欠点があり、（ａ）の方が好ましい。こ
こで第４図（ａ）の波形を実現する方法を提案する。
す妨害成分に対応していることを利用して、受信ステレ
オ信号の小レベルの妨害信号を除くことにある。波形で
示すと第３図（ａ）の同期検波信号ES′を第４図のよう
に振幅2nの範囲の成分を除去し、大振幅の成分を残すよ
うにする。第４図（ａ）は低振幅の成分を除いた例であ
るが、（ｂ）はクリップしているので、振幅全体が2nだ
け小さくなり、かつステレオ信号Ｓにもクリップによる
不連続が生じる欠点があり、（ａ）の方が好ましい。こ
こで第４図（ａ）の波形を実現する方法を提案する。
G.実施例 以下に、図面を参照しながら、実施例を用いて本発明
を一層詳細に説明するが、それらは例示に過ぎず、本発
明の枠を越えることなしにいろいろな変形や改良があり
得ることは勿論である。
を一層詳細に説明するが、それらは例示に過ぎず、本発
明の枠を越えることなしにいろいろな変形や改良があり
得ることは勿論である。
第１図は本発明によるFMステレオの雑音低減回路の原
理的構成を示すブロック図で、図中、１はFM復調器、２
はfp/2分離フィルタ、３はfp発生器、４は15kHz低域通
過フィルタ、５は23〜53kHz帯域通過フィルタ、6,7は同
期検波器、８は90゜移相器、９は全波整流器、10は低域
通過フィルタ、11は信号処理回路、12はマトリックス、
13は右チャンネル出力、14は左チャンネル出力を表わ
す。
理的構成を示すブロック図で、図中、１はFM復調器、２
はfp/2分離フィルタ、３はfp発生器、４は15kHz低域通
過フィルタ、５は23〜53kHz帯域通過フィルタ、6,7は同
期検波器、８は90゜移相器、９は全波整流器、10は低域
通過フィルタ、11は信号処理回路、12はマトリックス、
13は右チャンネル出力、14は左チャンネル出力を表わ
す。
FM復調器１の出力から、15kHzの帯域通過フィルタ４
でモノラル成分EMが分離される。fp/2の分離フィルタ２
は狭帯域フィルタであり、19kHzのパイロット成分を取
り出し、搬送波発振器３を駆動して、cos ωptを得る。
FM復調器１の出力から23〜53kHzの帯域通過フィルタ５
でステレオ帯域成分を分離し、同期検波器６でfp発生器
３の出力のcos ωptで同期検波を行ない、式（３）の
ES′を取り出す。一方、fp発生器３の出力cos ωptを90
゜移相器８でsin ωptとし、低域通過フィルタ５の出力
を同期検波器７で同期検波し、式（４）のES′を取り出
す。ES′を全波整流器９で整流して、低域通過フィルタ
10でES′の包絡を得る。信号処理回路11の詳細は後述す
る。信号処理回路11は同期検波器６の出力であるES′と
ES′の包絡である、低域通過フィルタ10の出力で振幅ｎ
以下の信号を除去し、第４図（ａ）の波形とし、マトリ
クス12で出力に右チャンネル信号ER13と左チャンネル信
号EL14を得る。
でモノラル成分EMが分離される。fp/2の分離フィルタ２
は狭帯域フィルタであり、19kHzのパイロット成分を取
り出し、搬送波発振器３を駆動して、cos ωptを得る。
FM復調器１の出力から23〜53kHzの帯域通過フィルタ５
でステレオ帯域成分を分離し、同期検波器６でfp発生器
３の出力のcos ωptで同期検波を行ない、式（３）の
ES′を取り出す。一方、fp発生器３の出力cos ωptを90
゜移相器８でsin ωptとし、低域通過フィルタ５の出力
を同期検波器７で同期検波し、式（４）のES′を取り出
す。ES′を全波整流器９で整流して、低域通過フィルタ
10でES′の包絡を得る。信号処理回路11の詳細は後述す
る。信号処理回路11は同期検波器６の出力であるES′と
ES′の包絡である、低域通過フィルタ10の出力で振幅ｎ
以下の信号を除去し、第４図（ａ）の波形とし、マトリ
クス12で出力に右チャンネル信号ER13と左チャンネル信
号EL14を得る。
信号処理回路11の詳細を第５図に、信号の処理プロセ
スの波形を第６図に示す。第６図（ａ）はsin ωptで検
波した同期検波器７の出力ES′であり、（ｂ）は全波整
流器９の出力、（ｃ）は低域通過フィルタ10の出力、す
なわちES′の包絡となる。（ｄ）は同期検波器６の出
力、すなわちES′であり、第５図の全波整流器15で、こ
れを全波整流して（ｅ）とする。振幅比較器16は（ｅ）
に破線で示すレベルｎ以下となる時間を検出する。ゲー
トパルス発生器17でこの時間に対応するゲイトパルスを
発生する。第６図（ｆ）はゲイトパルスの波形を示す。
利得制御回路18で（ｆ）のパルスの１では利得を１と
し、０では利得を０とすると、利得制御回路18の出力
ES″では、第６図（ｇ）に示すように、振幅2n以下の信
号が除去される。
スの波形を第６図に示す。第６図（ａ）はsin ωptで検
波した同期検波器７の出力ES′であり、（ｂ）は全波整
流器９の出力、（ｃ）は低域通過フィルタ10の出力、す
なわちES′の包絡となる。（ｄ）は同期検波器６の出
力、すなわちES′であり、第５図の全波整流器15で、こ
れを全波整流して（ｅ）とする。振幅比較器16は（ｅ）
に破線で示すレベルｎ以下となる時間を検出する。ゲー
トパルス発生器17でこの時間に対応するゲイトパルスを
発生する。第６図（ｆ）はゲイトパルスの波形を示す。
利得制御回路18で（ｆ）のパルスの１では利得を１と
し、０では利得を０とすると、利得制御回路18の出力
ES″では、第６図（ｇ）に示すように、振幅2n以下の信
号が除去される。
ｎが小さい場合には第５図の構成で十分である。しか
し、ｎが大きくなるとＳの波形の不連続が問題となる。
ｎが大きくなると、実線の処理では不連続が生じるの
で、第７図の破線のようにした方が連続性が生じる。第
８図に信号処理のプロセスを示す。
し、ｎが大きくなるとＳの波形の不連続が問題となる。
ｎが大きくなると、実線の処理では不連続が生じるの
で、第７図の破線のようにした方が連続性が生じる。第
８図に信号処理のプロセスを示す。
第８図（ａ）は第５図のゲイトパルス発生器17の出力
のゲイトパルスであり、１となる時間をＴとする。
（ｂ）は（ａ）の微分波形であり、前縁と後縁の時間情
報を取り出す。（ｃ）は鋸歯状波の発生を示し、長さは
Ｔで振幅はｋとなる。（ｄ）は、（ｃ）の利得制御によ
り、振幅2nとなった鋸歯状波を示す。一方、（ｇ）もそ
の振幅をｎとして（ｅ）を得る。（第９図では（ｅ）は
極性も反転されている。）（ｆ）は（ｄ）＋（ｅ）であ
り、所望の波形となり、（ｇ）のように破線の補間を行
なう。第７図のＡ点には（ｅ）でよいが、Ｂ点では
（ｈ）のように（ｆ）の極性反転した信号を用い、
（ｉ）の補間を行なう。
のゲイトパルスであり、１となる時間をＴとする。
（ｂ）は（ａ）の微分波形であり、前縁と後縁の時間情
報を取り出す。（ｃ）は鋸歯状波の発生を示し、長さは
Ｔで振幅はｋとなる。（ｄ）は、（ｃ）の利得制御によ
り、振幅2nとなった鋸歯状波を示す。一方、（ｇ）もそ
の振幅をｎとして（ｅ）を得る。（第９図では（ｅ）は
極性も反転されている。）（ｆ）は（ｄ）＋（ｅ）であ
り、所望の波形となり、（ｇ）のように破線の補間を行
なう。第７図のＡ点には（ｅ）でよいが、Ｂ点では
（ｈ）のように（ｆ）の極性反転した信号を用い、
（ｉ）の補間を行なう。
第９図は補間波形の発生回路系統図である。ゲイトパ
ルス発生器17の時間Ｔのゲイトパルス発生出力は第８図
（ａ）の波形である。微分回路19で微分して、第８図
（ｂ）とし、鋸歯状波発振器（マルチバイブレータ）20
で時間Ｔ、振幅ｋ（ｋはＴで変化）の鋸歯状波を発生さ
せ、第８図（ｃ）とし、低域通過フィルタ10の妨害成分
の包絡で利得制御回路21において振幅2nの鋸歯状波、第
８図（ｄ）とする。一方、ゲイトパルス発生器17の出力
を極性反転器22で極性反転し、利得制御回路23で振幅を
ｎに制御し、第８図（ｅ）とし、加算回路24で利得制御
回路21と23の出力を一緒にして第８図（ｆ）の補間信号
を得る。その出力を極性反転器25で極性反転して（ｈ）
とする。
ルス発生器17の時間Ｔのゲイトパルス発生出力は第８図
（ａ）の波形である。微分回路19で微分して、第８図
（ｂ）とし、鋸歯状波発振器（マルチバイブレータ）20
で時間Ｔ、振幅ｋ（ｋはＴで変化）の鋸歯状波を発生さ
せ、第８図（ｃ）とし、低域通過フィルタ10の妨害成分
の包絡で利得制御回路21において振幅2nの鋸歯状波、第
８図（ｄ）とする。一方、ゲイトパルス発生器17の出力
を極性反転器22で極性反転し、利得制御回路23で振幅を
ｎに制御し、第８図（ｅ）とし、加算回路24で利得制御
回路21と23の出力を一緒にして第８図（ｆ）の補間信号
を得る。その出力を極性反転器25で極性反転して（ｈ）
とする。
一方、同期検波器６の出力をES′を微分回路27で微分
し、ゲイト回路28でゲイトパルス発生器17のゲイトパル
スでゲイトし、極性判別回路29に加える。すなわち、ゲ
ート28の出力は第７図Ａでは微分回路27の正の出力であ
り、Ｂでは負の出力となっている。したがって、Ａに対
応する場合には極性判別回路29は正をとり電子スイッチ
26をａにして、Ｂの場合には電子スイッチ26をｂとし、
加算回路30で利得制御回路18の出力に加えて、第８図の
（ｇ）または（ｉ）とする。
し、ゲイト回路28でゲイトパルス発生器17のゲイトパル
スでゲイトし、極性判別回路29に加える。すなわち、ゲ
ート28の出力は第７図Ａでは微分回路27の正の出力であ
り、Ｂでは負の出力となっている。したがって、Ａに対
応する場合には極性判別回路29は正をとり電子スイッチ
26をａにして、Ｂの場合には電子スイッチ26をｂとし、
加算回路30で利得制御回路18の出力に加えて、第８図の
（ｇ）または（ｉ）とする。
H.発明の効果 以上説明した通り、FMステレオ受信時、弱電界ではス
テレオ信号のS/N比が劣化し、音質が劣化するが、本発
明の信号処理により、低振幅時の妨害雑音を除去し、S/
N比を改善することができる。
テレオ信号のS/N比が劣化し、音質が劣化するが、本発
明の信号処理により、低振幅時の妨害雑音を除去し、S/
N比を改善することができる。
第５図および第９図に示す回路はNC（ノイズキャンセ
ラー）に適用することができる。例えば、第７図の不連
続は零レベル付近だけでなく任意の場所に生じるが、低
域通過フィルタの制御パルスIF帯の雑音に対応するか
ら、雑音除去による不連続は第９図の方式で滑らかな補
間が可能となる。このようにして、NC（ノイズキャンセ
ラー）で、パルス雑音除去に伴う波形の不連続を線形補
間することで、聴感上雑音除去による異質感が減少す
る。
ラー）に適用することができる。例えば、第７図の不連
続は零レベル付近だけでなく任意の場所に生じるが、低
域通過フィルタの制御パルスIF帯の雑音に対応するか
ら、雑音除去による不連続は第９図の方式で滑らかな補
間が可能となる。このようにして、NC（ノイズキャンセ
ラー）で、パルス雑音除去に伴う波形の不連続を線形補
間することで、聴感上雑音除去による異質感が減少す
る。
第１図は本発明によるFMステレオの雑音低減回路の原理
的構成を示すブロック図、第２図は妨害成分の説明図、
第３図は同期検波出力波形図、第４図は低振幅の雑音除
去の波形図、第５図は信号処理回路の構成を示すブロッ
ク図、第６図は雑音抑制の信号処理プロセスを示す波形
図、第７図はｎが大きい場合の出力波形図、第８図は線
形補間の説明図、第９図は補間波形発生回路の構成を示
すブロック図、第10図はステレオFMのベースバンド信号
の周波数分布図である。 １……FM復調器、２……fp/2分離フィルタ、３……fp発
生器、４……15kHz低域通過フィルタ、５……23〜53kHz
帯域通過フィルタ、6,7……同期検波器、８……90゜移
相器、９……全波整流器、10……低域通過フィルタ、11
……信号処理回路、12……マトリックス、13……右チャ
ンネル出力、14……左チャンネル出力、15……全波整流
器、16……振幅比較器、17……ゲイトパルス発生器、18
……利得制御回路、19……微分回路、20……鋸歯状波発
振器（マルチバイブレータ）、21,23……利得制御回
路、22,25……極性反転回路、24……加算回路、26……
電子スイッチ、27……微分回路、28……ゲイト回路、29
……極性判別回路、30……加算回路。
的構成を示すブロック図、第２図は妨害成分の説明図、
第３図は同期検波出力波形図、第４図は低振幅の雑音除
去の波形図、第５図は信号処理回路の構成を示すブロッ
ク図、第６図は雑音抑制の信号処理プロセスを示す波形
図、第７図はｎが大きい場合の出力波形図、第８図は線
形補間の説明図、第９図は補間波形発生回路の構成を示
すブロック図、第10図はステレオFMのベースバンド信号
の周波数分布図である。 １……FM復調器、２……fp/2分離フィルタ、３……fp発
生器、４……15kHz低域通過フィルタ、５……23〜53kHz
帯域通過フィルタ、6,7……同期検波器、８……90゜移
相器、９……全波整流器、10……低域通過フィルタ、11
……信号処理回路、12……マトリックス、13……右チャ
ンネル出力、14……左チャンネル出力、15……全波整流
器、16……振幅比較器、17……ゲイトパルス発生器、18
……利得制御回路、19……微分回路、20……鋸歯状波発
振器（マルチバイブレータ）、21,23……利得制御回
路、22,25……極性反転回路、24……加算回路、26……
電子スイッチ、27……微分回路、28……ゲイト回路、29
……極性判別回路、30……加算回路。
Claims (2)
- 【請求項１】復調信号からモノラル成分信号を取り出す
手段と、 前記復調信号からステレオ成分信号を取り出す手段と、 前記復調信号から所定周波数パイロット信号を取り出す
手段と、 前記所定周波数パイロット信号に基づく第１の搬送波を
生成する搬送波生成手段と、 前記第１の搬送波により前記ステレオ成分信号を同期検
波する第１の同期検波手段と、 前記第１の搬送波の位相を90゜移相した第２の搬送波を
出力する移相手段と、 前記第２の搬送波により前記ステレオ成分信号を同期検
波する第２の同期検波手段と、 前記第２の同期検波手段により得られる信号の包絡成分
信号を得る手段と、 前記第１の同期検波手段により得られる信号から前記包
絡成分信号振幅レベル以下である信号を除去する信号処
理手段と、 前記モノラル成分信号と前記信号処理手段からの信号に
より左及び右チャンネル信号を得る手段と、 を有することを特徴とするFMステレオの雑音低減回路。 - 【請求項２】前記信号処理手段が全波整流器、振幅比較
器、ゲイトパルス発生器、および利得制御回路から成る
ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のFMステレ
オの雑音低減回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21545986A JP2572973B2 (ja) | 1986-09-11 | 1986-09-11 | Ｆｍステレオの雑音低減回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21545986A JP2572973B2 (ja) | 1986-09-11 | 1986-09-11 | Ｆｍステレオの雑音低減回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6370628A JPS6370628A (ja) | 1988-03-30 |
| JP2572973B2 true JP2572973B2 (ja) | 1997-01-16 |
Family
ID=16672723
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21545986A Expired - Lifetime JP2572973B2 (ja) | 1986-09-11 | 1986-09-11 | Ｆｍステレオの雑音低減回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2572973B2 (ja) |
-
1986
- 1986-09-11 JP JP21545986A patent/JP2572973B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6370628A (ja) | 1988-03-30 |
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