JPS59834Y2 - Ｆｍステレオ放送のマルチプレツクス復調回路 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案はＦＭステレオ放送のマルチプレックス復調回路
に係り、１９ｋＨｚパイロット信号が除去されたコンポ
ジット信号をサンプルスイッチングして復調するに際し
、サンプルスイッチングのための方形波を通常は極めて
テ゛ニーティサイクルが小なるものとし、コンポジット
信号帯域より高い信号混入時にのみ対称方形波とするこ
とにより、分離度（セパレーション）を低下させること
なくビート妨害を防止しえることにより高品位の復調信
号を得ることのできるＦＭステレオ放送のマルチプレッ
クス復調回路を提供することを目的とする。

ＦＭステレオ放送のマルチプレックス復調回路のうちス
イッチング方式は、周知のように１９ ｋＨｚパイロッ
ト信号が除去されたコンポジット信号を２つのゲートに
供給し、これを３８ ｋＨｚの繰り返し周波数であり、
かつ、互いに逆相関係の対称方形波である２つのサンプ
リング信号で交互にオン、オフして３８ ｋＨｚでサン
プルスイッチングすることにより、左チャンネル信号と
右チャンネル信号とを復調する方式である。

ここで、上記コンポジット信号は、左チャンネル信号り
と右チャンネル信号Ｒとの直接波和信号である主チヤン
ネル信号（帯域５０Ｈｚ〜１５ｋＨｚ）と、左チャンネ
ル信号りと右チャンネル信号Ｒとの差信号（Ｌ−Ｒ）で
３８ｋＨｚの搬送波を搬送波抑圧振幅変調して得た副チ
ャンネル信号（帯域２３ ｋＨｚ〜５３ ｋＨｚ）と、
復調のために用いる１９ ｋＨｚのパイロット信号との
周波数分割多重信号であり、上記のスイッチング方式マ
ルチプレックス復調回路には１９ｋＨｚパイロット信号
のみが除去されたコンポジット信号が供給されることは
周知の通りである。

しかして、従来上記のスイッチング方式マルチプレック
ス復調回路では、スイッチング流通角を大きくとってい
る（πラジアン）ため、ステレオ分離度が悪く、特に低
域及び高域のそれが悪化していた。

本考案は上記の諸欠点を除去したものであり、以下図面
と共にその一実施例につき説明する。

第１図は本考案になるＦＭステレオ放送のマルチプレッ
クス復調回路の一実施例の回路系統図を示す。

同図中、入力端子１にはＦＭステレオチューすで選択受
信され、がっ、ＦＭ復調された所望放送局のコンポジッ
ト信号が入来する。

このコンポジット信号は緩衝増幅器２の反転入力端子に
供給される一方、帯域フィルタ３に供給され、ここで１
９ｋＨ，ｚのパイロツ１へ信号のみが分離抽出されて緩
衝増幅器２の非反転入力端子に供給される。

これにより、緩衝増幅器２は入力コンポジッＩ・信号中
よりパイロット信号が相殺除去されてなるコンポジット
信号を出力し、後述するサンプルホールド回路１３内の
サンプルスイッチング回路１４に供給する。

一方、入力端子１に入来したコンポジット信号はサンプ
リングパルス幅切換回路４の一部分を構成する高域フィ
ルタ（フィルタ回路）５に供給され、ここで後述する如
＜５６ｋＨｚ以上の周波数成分が濾波される。

また帯域フィルタ３により取り出された１９ ｋＨｚの
パイロット信号は、フェーズ・ロックド・ループ（以下
ＰＬＬと記す）６に供給され、ここでパイロット信号に
同期した繰り返し周波数３８ｋＨｚの方形波が生成され
る。

この方形波は次段のＰＬＬ ７に供給され、ここで更に
２逓倍されて繰り返し周波数７６ｋＨｚの方形波とされ
る。

上記ＰＬＬ ６は、また第２図Ａに示す対称方形波（す
なわちテ゛ニーティ・サイクル１：１の方形波）ａをＡ
ＮＤ回路１１の一方の入力端子に供給し、かつ、対称方
形波ａとは逆相関係にある同図Ｂに示す対称方形波すを
ＡＮＤ回路１２の一方の入力端子に供給する。

上記のＰＬＬ ７より取り出された第２図Ｃに示す繰り
返し周波数７６ｋＨｚの対称方形波Ｃはパイロット信号
と同期しており、第１図の単安定マルチバイブレータ８
に印加され、その立下りでこれをトリガーする。

この単安定マルチバイブレータ８はサンプルスイッチン
グ回路１４に供給されるサンプルパルスのパルス幅を決
定する回路で、上記のトリガーにより第２図りに示す如
く極めて短かい一定時間口−レベルとなり、その後バイ
レベルに復帰する方形波ｄを出力する。

ここで、サンプリングパルスのパルス幅は狭い程ステレ
オ分離度が向上するのでできるだけ狭い方が良いが、サ
ンプルスイッチング回路１４の応答特性により狭くする
ことには限度がある。

そのため、本実施例ではサンプルスイッチング回路１４
の応答特性を勘案してできるだけステレオ分離度を向上
しうる狭いパルス幅のサンプリングパルスの一例として
デユーティ・サイクル１：２０の方形波を生成する（後
述する第２図Ｆ、Ｇに示す方形波ｆ９ｇ参照）が、この
サンプリングパルスのサンプル期間と単安定マルチバイ
ブレータ８の出力方形波のローレベル期間とは等しい。

単安定マルチバイブレーク８の出力方形波ｄは２人力Ｎ
ＡＮＤ回路１０の一方の入力端子に供給される。

このＮＡ、ＮＤ回路１０の他方の入力端子にはスイッチ
回路９よりバイレベル又はローレベルの信号が供給され
る。

ここで、スイッチ回路９は前記高域フィルタ５が入力端
子１のコンポジット信号中には本来含まれていない５６
ｋＨｚ以上の周波数成分を濾波しない通常の受信時には
バイレベルの信号を出力し、他方、５６ ｋＨｚ以上の
周波数成分が高域フィルタ５により濾波されたときは高
域フィルタ５の出力によってローレベルの信号を出力す
るよう構成されている。

従って、上記の通常の受信時にはＮＡＮＤ回路１０は第
２図Ｅに示す如く、単安定マルチバイブレータ８の出力
方形波ｄとは逆位相関係にある繰り返し周波数７６ｋＨ
ｚの方形波ｅを出力し、ＡＮＤ回路１１及び１２の各他
方の入力端子に供給する。

これにより、ＡＮＤ回路１１は第２図Ｆに示す如く、繰
り返し周波数が３８ ｋＨｚでテ゛ニーティサイクル１
：２０の方形波ｆをサンプリングパルスとしてサンプル
スイッチング回路１４に供給し、またこれと同時にＡＮ
Ｄ回路１２は第２図Ｇに示す如く、繰り返し周波数が３
８ｋＨｚで方形波ｆとは半周期位相の異なるテ゛ニーテ
ィサイクル１：２０の方形波ｇをサンプルスイッチング
回路１４に供給する。

従って、サンプルスイッチング回路は１４は方形波ｆ９
ｇにより交互にコンポジット信号を３８ ｋＨｚでサン
プリングされた信号をホールドコンデンサ１５Ｌ 、
１５Ｒに交互に出力する。

これにより、ホールドコンテ゛ンサ１５、−には左チャ
ンネル信号がホールドされ、かつ、その左チャンネル信
号は緩衝増幅器１６．７を通して加算器１８Ｌの反転入
力端子及び高域フィルタ１９ｔ、に夫々供給される。

一方これと同時に、ホールドコンテ゛ンサ１５Ｒには右
チャンネル信号がホールドされ、かつ、その右チャンネ
ル信号は緩衝増幅器１６Ｒを通して加算器１８Ｈの反転
入力端子及び高域フィルタ１９Ｒに夫々供給される。

上記の加算器１８１１，１８Ｒ及び高域フィルタ１９Ｌ
。

１９Ｒは量子化雑音除去回路１７を構成しており、減衰
量が急峻で、がっ、位相特性が平坦な高域フィルタ１９
．、１９Ｒにより２０ ｋｌ（ｚ以上の高周波成分を濾
波して加算器１８Ｌ 、 １８Ｈの非反転入力端子に印
加することにより、加算器１８１−．１８Ｒにおいて３
８ｋＨｚの量子化雑音を含む２０ ｋＨｚ以上の高周波
不要成分を相殺除去する。

これにより、加算器１８Ｌ、 １８Ｒより量子化雑音を
含む２０ ｋＨｚ以上の高周波不要成分の除去された左
チャンネル信号、右チャンネル信号が出力端子２０Ｌ
、２０Ｒより出力される。

第１図より明らかなように復調された信号伝送路にはフ
ィルタ回路を設けず、復調された信号伝送路より分岐し
た一部の復調された信号中より２０ｋＨｚ以上の不要周
波数成分を高域フィルタ１９ ｔ、、 １９Ｒで取り出
した後相殺除去する構成としているから、歪の生じるこ
とのない量子化雑音除去動作を行ない得る。

以上よす、５６ｋＨｚ以上の周波数成分が入力コンポジ
ツ）・信号に混入していない通常の受信時には、極めて
狭いパルス幅のサンプリングパルスを用いてサンプルス
イッチング動作を行なわしめるようにしているので、全
帯域に亙り良好なステレオ分離度を得ることができ、か
つ、歪の発生なく量子化雑音等を除去できるので高品位
な左、右のチャンネル信号を復調出力できる。

ところで、コンポジット信号は前記したように５０止〜
５３ ｋＨｚの周波数帯域を占有しているが、６７ｋＨ
ｚを周波数変調したＳＣＡ放送（帯域６７±７ ｋＨｚ
）が存在する場合、あるいは５３ｋＨｚを越える高周波
数成分が何らかの原因で入力端子１をコンポジット信号
に混入した場合は、これと前記サンプリングパルスｆ９
ｇの第２次高調波７６ ｋＨｚとのビート成分が可聴周
波数帯域に入ることとなり雑音として再生されてしまう
から、このビート成分の発生を防止しなければならない
。

しかして、このビート成分の発生を防止するためには、
３８ｋＨｚのサンプ１ングパルス（方形波）のテ゛ニー
ティサイクルを、偶数次高調波の生じない値、すなわち
１ ： １（５０％）に選定すればよい（１：１以外で
は偶数次、奇数次高調波が夫々発生する。

）。そこで、本実施例は上記の点に鑑み、入力端子１に
入来したコンポジット信号に一例として５３ｋｍ以上の
高周波数成分が含まれていた場合は、高域フィルタ５の
出力によりスイッチ回路９の出力をローレベルとしてＮ
ＡＮＤ回路１０の出力を常時バイレベルとし、これによ
り、ＰＬＬ６よりの互いに逆位相関係にある繰り返し周
波数３８ ｋＨｚの対称方形波ａ、ｌ）をそのままＡＮ
Ｄ回路１１．１２を通してサンプリングパルスとしてサ
ンプルスイッチング回路１４に供給する。

従って、前記したビート成分の発生を防止でき、位相特
性の悪化によるステレオ分離度の低下も防ぐことができ
る。

なお、高域フィルタ５の遮断周波数は５６ ｋＨｚとし
たが、これに限ることはなく、要はコンポジット信号の
周波数帯域よりも高域周波数であってＳＣＡ放送信号の
周波数帯域よりも低域周波数（すなわちコンポジット信
号の副チャンネル信号の最大偏移周波数とＳＣＡ放送信
号の最大偏移周波数との間の周波数）であれは゛よい。

上述の如く、本考案になるＦＭステレオ放送のマルチプ
レックス復調回路は、コンボフッ１一部号の周波数帯域
の外側の所定周波数以上の高域周波数成分が上記コンポ
ジット信号に含まれているか否かをフィルタ回路により
検出し、上記高域周波数成分がコンポジット信号に含ま
れていないときはサンプリング信号として対称方形波よ
りもサンプリング期間がはるかに短かい非対称方形波を
発生して復調を行ない、上記高域周波数成分がコンポジ
ット信号に含まれているときには上記サンプリング信号
として対称方形波を発生して復調を行なうよう構成した
ため、上記高域周波数成分がコンポジット信号に含まれ
ていない通常の場合は全帯域に互って良好なステレオ分
離度を得ることができ、また上記高域周波数成分がコン
ポジット信号に含まれているときにはサンプリング信号
の高調波と上記高域周波数成分とのビートの発生を防止
でき、位相特性の悪化によるステレオ分離度の低下を防
止できる等の数々の特長を有するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案回路の一実施例を示す回路系統図、第２
図Ａ−Ｇは夫々第１図の各部の動作説明用信号波形図で
ある。 １・・・・・・コンポジット信号入力端子、２・・・・
・・パイロット信号除去兼緩衝増幅器、３・・・・・・
パイロット信号濾波用帯域フィルタ、４・・・・・・サ
ンプリングパルス幅切換回路、５・・・・・・不要高域
周波数成分濾波用高域フィルタ、６，７・・・・・・フ
ェーズ・ロックド・ループ（ＰＬＬ）、８・・・・・・
単安定マルチバイブレーク、１３・・・・・・サンプル
ホールド回路、１４・・・・・・サンブルスイツチング
回路、１７・・・・・・量子化雑音除去回路、１９＋−
。 １９Ｒ・・・・・・高域フィルタ、２０．−・・・・・
・左チヤンネル信号出力端子、２０Ｒ・・・・・・右チ
ヤンネル信号出力端子。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. ＦＭステレオ放送のコンポジット信号を所定の繰り返し
   周波数であり、がっ、互いに逆相関係にある２つのサン
   プリング信号でサンプリングして左チャンネル信号と右
   チャンネル信号を交互に出力させるスイッチング方式の
   マルチプレックス復調回路において、上記コンポジット
   信号の周波数帯域の外側の所定周波数以上の高域周波数
   成分が該コンポジット信号に含まれているか否かをフィ
   ルタ回路により検出し、該高域周波数成分が該コンポジ
   ット信号に含まれていないときは上記サンプリング信号
   として対称方形波よりもサンプリング期間がはるかに短
   かい非対称方形波を発生して復調を行ない、該高域周波
   数成分が該コンポジット信号に含まれているときには上
   記サンプリング信号として対称方形波を発生して復調を
   行なうよう構成したＦＭステレオ放送のマルチプレック
   ス復調回路。