JPH0331294B2 - - Google Patents
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- JPH0331294B2 JPH0331294B2 JP14006083A JP14006083A JPH0331294B2 JP H0331294 B2 JPH0331294 B2 JP H0331294B2 JP 14006083 A JP14006083 A JP 14006083A JP 14006083 A JP14006083 A JP 14006083A JP H0331294 B2 JPH0331294 B2 JP H0331294B2
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- 239000002131 composite material Substances 0.000 claims description 3
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 2
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 2
- 101100482056 Abies grandis ag9 gene Proteins 0.000 description 1
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- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H20/00—Arrangements for broadcast or for distribution combined with broadcast
- H04H20/44—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast
- H04H20/46—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53-H04H20/95
- H04H20/47—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53-H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast systems
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
- H04H40/27—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95
- H04H40/36—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving
- H04H40/45—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving
- H04H40/72—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving for noise suppression
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明はFMチユーナにおけるマルチパス歪
を低減する回路に関するものである。
を低減する回路に関するものである。
従来、この種の回路として第１図に示すような
ものがあつた。図において、フロントエンド１ａ
の出力には10.7Mのバンドパスフイルタ（以下
BPFという）2aが接続されており、その出力に
はFM検波器３ａの入力が接続され、その出力を
ステレオ復調器４ａの入力に接続し、更にその出
力がLch出力５ａ、Rch出力６ａとなつて、この
２つの出力間にコンデンサＣとスイツチSWの直
列接続が接続されている。
ものがあつた。図において、フロントエンド１ａ
の出力には10.7Mのバンドパスフイルタ（以下
BPFという）2aが接続されており、その出力に
はFM検波器３ａの入力が接続され、その出力を
ステレオ復調器４ａの入力に接続し、更にその出
力がLch出力５ａ、Rch出力６ａとなつて、この
２つの出力間にコンデンサＣとスイツチSWの直
列接続が接続されている。
かかる構成において、マルチパスが発生してノ
イズが増大し、聞きづらくなつた時にLch出力５
ａとRch出力６ａとの間に接続されているスイツ
チSWをオンすることにより耳ざわりなLch出力、
Rch出力で逆相の高い周波数成分はコンデンサＣ
でシヨートされるのでキヤンセルされ、聴感上ノ
イズが低減された音となる。
イズが増大し、聞きづらくなつた時にLch出力５
ａとRch出力６ａとの間に接続されているスイツ
チSWをオンすることにより耳ざわりなLch出力、
Rch出力で逆相の高い周波数成分はコンデンサＣ
でシヨートされるのでキヤンセルされ、聴感上ノ
イズが低減された音となる。
従来の回路は以上のように構成されているの
で、信号の成分が高い周波数になるほどLchと
Rchの混合比が大きくなり、セパレーシヨン（分
離度）が大きく劣化するという欠点があつた。
で、信号の成分が高い周波数になるほどLchと
Rchの混合比が大きくなり、セパレーシヨン（分
離度）が大きく劣化するという欠点があつた。
そこでこの発明は上記従来の欠点に鑑み、マル
チパス歪の低減をより大きくするために成された
ものであり、サブ信号領域の下側単側波帯を通過
させるか、上側単側波帯を通過させるかをマルチ
パス歪キヤンセル信号の下側単側波をサブ検波し
た信号と上側単側波をサブ検波した信号とを比較
することにより切換えようとするものである。
チパス歪の低減をより大きくするために成された
ものであり、サブ信号領域の下側単側波帯を通過
させるか、上側単側波帯を通過させるかをマルチ
パス歪キヤンセル信号の下側単側波をサブ検波し
た信号と上側単側波をサブ検波した信号とを比較
することにより切換えようとするものである。
以下この発明の一実施例を図に基づいて説明す
る。
る。
第２図において、フロントエンド１の出力はリ
ミツタ＆FM検波器２とAM検波器３の入力に接
続される。リミツタ＆FM検波器２の出力は微分
器４と、加算器６の一方の入力に接続される。一
方AM検波器３の出力は乗算器５の一方の入力に
接続される。微分器４の出力は乗算器５の他方の
入力に接続され、乗算器５の出力は加算器６の他
方の入力とフイルタ７とフイルタ８の入力に接続
される。フイルタ７の出力はサブ検波器９の入力
に接続され、フイルタ８の出力はサブ検波器１０
の入力に接続される。サブ検波器９の出力は比較
器１１の一方の入力に接続され、サブ検波器１０
の出力は比較器１１の他方の入力に接続される。
比較器１１の出力は切換器１２のコントロール端
子に接続される。
ミツタ＆FM検波器２とAM検波器３の入力に接
続される。リミツタ＆FM検波器２の出力は微分
器４と、加算器６の一方の入力に接続される。一
方AM検波器３の出力は乗算器５の一方の入力に
接続される。微分器４の出力は乗算器５の他方の
入力に接続され、乗算器５の出力は加算器６の他
方の入力とフイルタ７とフイルタ８の入力に接続
される。フイルタ７の出力はサブ検波器９の入力
に接続され、フイルタ８の出力はサブ検波器１０
の入力に接続される。サブ検波器９の出力は比較
器１１の一方の入力に接続され、サブ検波器１０
の出力は比較器１１の他方の入力に接続される。
比較器１１の出力は切換器１２のコントロール端
子に接続される。
また、加算器６の出力はフイルタ１３の入力と
切換器１２の入力に接続される。フイルタ１３の
出力はマトリツクス回路１７の一方の入力に接続
される。切換器１２の可動端の一方の出力はフイ
ルタ１４の入力に接続され、他方の出力はフイル
タ１５の入力に接続される。フイルタ１４とフイ
ルタ１５の出力はサブ検波器１６の入力に接続さ
れ、サブ検波器１６の出力はマトリツクス回路１
７の他方の入力に接続される。マトリツクス回路
１７の出力はそれぞれLch出力１８、Rch出力１
９となる。フイルタ及び１４はサブ信号の下側単
側波帯である23KHz〜38KHzを通過し、フイルタ
８及び１５は上側単側波帯である38KHz〜53KHz
を通過する特性を有する。またフイルタ１３は
DC〜15KHzの通過特性を有する。
切換器１２の入力に接続される。フイルタ１３の
出力はマトリツクス回路１７の一方の入力に接続
される。切換器１２の可動端の一方の出力はフイ
ルタ１４の入力に接続され、他方の出力はフイル
タ１５の入力に接続される。フイルタ１４とフイ
ルタ１５の出力はサブ検波器１６の入力に接続さ
れ、サブ検波器１６の出力はマトリツクス回路１
７の他方の入力に接続される。マトリツクス回路
１７の出力はそれぞれLch出力１８、Rch出力１
９となる。フイルタ及び１４はサブ信号の下側単
側波帯である23KHz〜38KHzを通過し、フイルタ
８及び１５は上側単側波帯である38KHz〜53KHz
を通過する特性を有する。またフイルタ１３は
DC〜15KHzの通過特性を有する。
次に動作について説明する。
まずマルチパス妨害を受けたステレオコンポジ
ツト信号においてはメイン信号領域の高周波歪が
サブ信号領域に飛び込んでおり、これが復調され
るためにステレオ時には出力には大きな歪が表わ
れる。また、サブ信号領域を下側SSB検波した時
の歪の割合をＡとし、サブ信号領域を上側SSB検
波した時の歪の割合をＢとするとサブ信号領域を
DSB検波し時の歪の割合はＡ＋Ｂ／２となる。従つ てＡ＜Ｂの場合を考えるとサブ信号領域をDSB
検波するより下側SSB検波した方がサブ信号に表
われる歪の出かたは小さくなる。また、Ａ＞Ｂの
場合は上側SSB検波の方が良いといえる。
ツト信号においてはメイン信号領域の高周波歪が
サブ信号領域に飛び込んでおり、これが復調され
るためにステレオ時には出力には大きな歪が表わ
れる。また、サブ信号領域を下側SSB検波した時
の歪の割合をＡとし、サブ信号領域を上側SSB検
波した時の歪の割合をＢとするとサブ信号領域を
DSB検波し時の歪の割合はＡ＋Ｂ／２となる。従つ てＡ＜Ｂの場合を考えるとサブ信号領域をDSB
検波するより下側SSB検波した方がサブ信号に表
われる歪の出かたは小さくなる。また、Ａ＞Ｂの
場合は上側SSB検波の方が良いといえる。
またサブ信号を得るのに下側SSBとするか上側
SSBとするかを選択するのにマルチパスキヤンセ
ル回路によつて検出される検出歪信号を用いて行
うことによりリアルタイムでの切換えが行なえ、
このように自動切換にすることにより歪の少ない
出力信号を得ることができる。次に第２図との対
応を考えてみる。
SSBとするかを選択するのにマルチパスキヤンセ
ル回路によつて検出される検出歪信号を用いて行
うことによりリアルタイムでの切換えが行なえ、
このように自動切換にすることにより歪の少ない
出力信号を得ることができる。次に第２図との対
応を考えてみる。
上側SSB検波とするか下側SSB検波とするかを
決定するのがフイルタ７，８サブ検波器９，１０
比較器１１である。フイルタ７，８の入力にはリ
ミツタ＆FM検波器２、AM検波器３、微分回路
４、乗算器５から得られるマルチパスを受ける時
の検出歪信号が印加されている。このことをモノ
ラルで遅延信号が一波のときにおいて考察する。
このときFM検波器３の出力は第４図のイのよう
になつている。また、フロントエンド１の出力で
あるIF信号は第４図ロのようになつており、イ
とロは関連があることがわかる。つまり、フロン
トエンド１の出力第４図ロのエンペロープを検出
し、それを用いて歪のキヤンセル信号を作り、そ
れをFM検波出力から引いてやると歪は低減す
る。
決定するのがフイルタ７，８サブ検波器９，１０
比較器１１である。フイルタ７，８の入力にはリ
ミツタ＆FM検波器２、AM検波器３、微分回路
４、乗算器５から得られるマルチパスを受ける時
の検出歪信号が印加されている。このことをモノ
ラルで遅延信号が一波のときにおいて考察する。
このときFM検波器３の出力は第４図のイのよう
になつている。また、フロントエンド１の出力で
あるIF信号は第４図ロのようになつており、イ
とロは関連があることがわかる。つまり、フロン
トエンド１の出力第４図ロのエンペロープを検出
し、それを用いて歪のキヤンセル信号を作り、そ
れをFM検波出力から引いてやると歪は低減す
る。
まずフロントエンド１の出力を帯域内の振幅特
性がフラツトなフイルタ10.7MHzBPFを通し、不
要な妨害を除去してやる。次にAGC９を加えた
AM検波器３を通ることによりIF信号のエンベロ
ープを検出する。このエンベロープ信号はAGC
がかけられてあるので、IF信号の入力にかかわ
らず一定である。これを示したのが第４図のハで
ある。
性がフラツトなフイルタ10.7MHzBPFを通し、不
要な妨害を除去してやる。次にAGC９を加えた
AM検波器３を通ることによりIF信号のエンベロ
ープを検出する。このエンベロープ信号はAGC
がかけられてあるので、IF信号の入力にかかわ
らず一定である。これを示したのが第４図のハで
ある。
また、第４図イに示すFM検波出力２の歪を見
ればわかるように、歪の出力は基本波の半周期ご
とに反転しているので、第４図ハのAM検波出力
８を半周期ごとに反転してやるとキヤンセル信号
が作り出される。
ればわかるように、歪の出力は基本波の半周期ご
とに反転しているので、第４図ハのAM検波出力
８を半周期ごとに反転してやるとキヤンセル信号
が作り出される。
また、変調周波数が高くなるほど歪の出かたは
大きくなるので変調周波数が高くなるほどキヤン
セル信号を大きくしなければならない。これらを
行うのが第２図における微分器４と乗算器５であ
る。微分器４の利得位相特性は第３図のようにな
つており、FM検波器２の出力は微分器４を通る
と90゜移相され、第４図ニの波形となり、これと
第４図ハの波形とを乗算器１１で掛け合わすと第
４図ホに示すキヤンセル信号が得られる。このキ
ヤンセル信号を第４図イの検波出力から減算する
のが加算器６であり、この結果加算器６の出力に
はマルチパス歪が低減された波形が得られる。以
上が波形によるキヤンセル効果の説明である。
大きくなるので変調周波数が高くなるほどキヤン
セル信号を大きくしなければならない。これらを
行うのが第２図における微分器４と乗算器５であ
る。微分器４の利得位相特性は第３図のようにな
つており、FM検波器２の出力は微分器４を通る
と90゜移相され、第４図ニの波形となり、これと
第４図ハの波形とを乗算器１１で掛け合わすと第
４図ホに示すキヤンセル信号が得られる。このキ
ヤンセル信号を第４図イの検波出力から減算する
のが加算器６であり、この結果加算器６の出力に
はマルチパス歪が低減された波形が得られる。以
上が波形によるキヤンセル効果の説明である。
次に計算式による歪キヤンセルの様子を示す。
マルチパスの歪の式というのは遅延波が一波とす
ると次式で表わされる。
マルチパスの歪の式というのは遅延波が一波とす
ると次式で表わされる。
ｄ＝2mpsin pτ／２・sinp（ｔ−τ／２）
／１＋１／ｘ＋cos〔woτ＋2msinpτ／２・cosp（ｔ
−τ／２）／ｘ＋cos〔woτ＋2msinpτ／２・cosp（
ｔ−τ／２） ここで、ｘ＝DU比（直接波と反射波との大き
さの比）、τ＝遅延時間、ｍ＝変調度、＝75K
Hz、w0＝キヤリア周波数、ｐ＝変調周波数であ
りこれを横軸を時間、たて軸を歪の大きさとして
プロツトしたのが第５図である。
／１＋１／ｘ＋cos〔woτ＋2msinpτ／２・cosp（ｔ
−τ／２）／ｘ＋cos〔woτ＋2msinpτ／２・cosp（
ｔ−τ／２） ここで、ｘ＝DU比（直接波と反射波との大き
さの比）、τ＝遅延時間、ｍ＝変調度、＝75K
Hz、w0＝キヤリア周波数、ｐ＝変調周波数であ
りこれを横軸を時間、たて軸を歪の大きさとして
プロツトしたのが第５図である。
また第２図におけるAM検波器３の出力である
IF信号のエンベロープに微分器４の出力である
FM検波出力の微分をかけ合わせると次式とな
る。
IF信号のエンベロープに微分器４の出力である
FM検波出力の微分をかけ合わせると次式とな
る。
この式をプロツトしたのが第６図であり、この
図を第５図と比較すると、類似していることがわ
かり、このことからマルチパスの歪低減ができる
ことが示された。
図を第５図と比較すると、類似していることがわ
かり、このことからマルチパスの歪低減ができる
ことが示された。
以上はモノラル信号放送時を１例にとつて説明
したが、ステレオ信号放送時にも同様のことがい
えてマルチパス歪が低減できる。
したが、ステレオ信号放送時にも同様のことがい
えてマルチパス歪が低減できる。
この乗算器５より得られる第４図ホに示す検出
歪信号を23KHz〜38KHzのBPF７を通し、サブ検
波器９によつてサブ検波することによりコンポジ
ツト信号を下側SSB検波した場合の検出歪が得ら
れる。また同様に38KHz〜53KHzのBPF８、サブ
検波器１０によつて上側SSB検波した場合の検出
歪が得られる。この２つの検出歪を比較器１１に
より比較し、これによつて上側SSB検波を選択す
るかを決定している。
歪信号を23KHz〜38KHzのBPF７を通し、サブ検
波器９によつてサブ検波することによりコンポジ
ツト信号を下側SSB検波した場合の検出歪が得ら
れる。また同様に38KHz〜53KHzのBPF８、サブ
検波器１０によつて上側SSB検波した場合の検出
歪が得られる。この２つの検出歪を比較器１１に
より比較し、これによつて上側SSB検波を選択す
るかを決定している。
次にステレオコンポジツト信号からサブ信号を
得るのに切換器１２を用いて23KHz〜38KHzの
BPF１４を通してからサブ検波するか（下側
SSB）、38KHz〜53KHzのBPF１５を通してから
サブ検波するか（上側SSB）を選択している。
得るのに切換器１２を用いて23KHz〜38KHzの
BPF１４を通してからサブ検波するか（下側
SSB）、38KHz〜53KHzのBPF１５を通してから
サブ検波するか（上側SSB）を選択している。
またフイルタ１３によつてDC〜15KHzの周波
数範囲を取り出してメイン信号を得ている。次に
このメイン信号と、サブ検波器１６の出力が得ら
れるサブ信号をマトリツクス回路１７を通すこと
によつてLch出力１８、Rch出力１９を得てい
る。
数範囲を取り出してメイン信号を得ている。次に
このメイン信号と、サブ検波器１６の出力が得ら
れるサブ信号をマトリツクス回路１７を通すこと
によつてLch出力１８、Rch出力１９を得てい
る。
第８図はサブ検波器９，１０，１６の具体例を
示し、入力端子２０にBPF７，８または１４，
１５を通した入力信号を供給し、一方端子２２に
は正弦波または矩形波の38KHzサブキヤリアを供
給して、乗算器２１によつて、両者を乗算するこ
とにより端子２３からサブ検波出力を得ている。
示し、入力端子２０にBPF７，８または１４，
１５を通した入力信号を供給し、一方端子２２に
は正弦波または矩形波の38KHzサブキヤリアを供
給して、乗算器２１によつて、両者を乗算するこ
とにより端子２３からサブ検波出力を得ている。
なお、上記実施例では切換器１２はフイルタ１
４，１５の前に接続していたが、これをフイルタ
１４，１５の後に接続しても良くこの場合も同様
の効果を示す。また、上記実施例では切換器１２
の入力信号合成回路はフイルタ７，８サブ検波器
９，１０で構成されていたがこのかわりに38KHz
±×Hzのフイルタとしても良い。ここでＸはＸ＝
20Hz〜15KHzの範囲内にあるいずれかの周波数で
ある。第７図はＸ＝1KHzすなわち37KHzのフイ
ルタと39KHzのフイルタを用いたものを示してお
り、これにより耳につきやすいサブ信号の1KHz
付近を検出して歪の良好な方（上側SSBか下側
SSB）を選択するようにしている。
４，１５の前に接続していたが、これをフイルタ
１４，１５の後に接続しても良くこの場合も同様
の効果を示す。また、上記実施例では切換器１２
の入力信号合成回路はフイルタ７，８サブ検波器
９，１０で構成されていたがこのかわりに38KHz
±×Hzのフイルタとしても良い。ここでＸはＸ＝
20Hz〜15KHzの範囲内にあるいずれかの周波数で
ある。第７図はＸ＝1KHzすなわち37KHzのフイ
ルタと39KHzのフイルタを用いたものを示してお
り、これにより耳につきやすいサブ信号の1KHz
付近を検出して歪の良好な方（上側SSBか下側
SSB）を選択するようにしている。
以上のようにこの発明によれば、サブ信号領域
の下側単側波帯のみを通過させるか、上側単側波
帯のみを通過させるかを、マルチパス歪キヤンセ
ル信号の下側単側波帯のみをサブ検波した信号
と、マルチパス歪キヤンセル信号の上側単側波帯
のみをサブ検波した信号を比較することにより決
定するように構成したので、より大きなマルチパ
ス歪の低減効果を得ることができる。
の下側単側波帯のみを通過させるか、上側単側波
帯のみを通過させるかを、マルチパス歪キヤンセ
ル信号の下側単側波帯のみをサブ検波した信号
と、マルチパス歪キヤンセル信号の上側単側波帯
のみをサブ検波した信号を比較することにより決
定するように構成したので、より大きなマルチパ
ス歪の低減効果を得ることができる。
第１図は従来の回路を示す図、第２図は本発明
の実施例を示す図、第３図は第２図微分器の特性
を示す図、第４図は第２図回路の各部の波形を示
す図、第５図はマルチパス歪の計算結果による特
性を示す図、第６図は第２図回路のAM検波器出
力と微分器出力とを乗算した計算結果による特性
を示す図、第７図は本発明の他の実施例を示す
図、第８図は本発明に得るサブ検波器の実施例を
示す図である。 １……フロントエンド、２……リミツタ＆FM
検波器、３……AGC対AM検波器、４……微分
器、５，２１……乗算器、６……加算器、７，
８，１３，１４，１５，２４，２５……フイル
タ、１１……比較器、１２……切換器、９，１
０，１６……サブ検波器、１７……マトリツクス
回路、１８……Lch出力、１９……Rch出力。
の実施例を示す図、第３図は第２図微分器の特性
を示す図、第４図は第２図回路の各部の波形を示
す図、第５図はマルチパス歪の計算結果による特
性を示す図、第６図は第２図回路のAM検波器出
力と微分器出力とを乗算した計算結果による特性
を示す図、第７図は本発明の他の実施例を示す
図、第８図は本発明に得るサブ検波器の実施例を
示す図である。 １……フロントエンド、２……リミツタ＆FM
検波器、３……AGC対AM検波器、４……微分
器、５，２１……乗算器、６……加算器、７，
８，１３，１４，１５，２４，２５……フイル
タ、１１……比較器、１２……切換器、９，１
０，１６……サブ検波器、１７……マトリツクス
回路、１８……Lch出力、１９……Rch出力。
Claims (1)
- １ マルチパス歪を検出するマルチパス歪検出手
段と、前記検出手段の出力からコンポジツト信号
のサブ領域を下側SSB検波する第１の検波手段
と、前記検出手段の出力からコンポジツト信号の
サブ領域を上側SSB検波する第２の検波手段と、
前記第１及び第２の検波手段出力を比較する比較
手段と、コンポジツト信号のサブ領域を下側SSB
検波して下側サブ信号を出力する第１のサブ信号
発生手段と、コンポジツト信号のサブ領域を上側
SSB検波して上側サブ信号を出力する第２のサブ
信号発生手段と、前記比較手段出力により前記第
１及び第２のサブ信号発生手段の伝送出力を切換
える切換手段とを備えたことを特徴とするマルチ
パス歪低減回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14006083A JPS6031329A (ja) | 1983-07-30 | 1983-07-30 | マルチパス歪低減回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14006083A JPS6031329A (ja) | 1983-07-30 | 1983-07-30 | マルチパス歪低減回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6031329A JPS6031329A (ja) | 1985-02-18 |
| JPH0331294B2 true JPH0331294B2 (ja) | 1991-05-02 |
Family
ID=15260045
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14006083A Granted JPS6031329A (ja) | 1983-07-30 | 1983-07-30 | マルチパス歪低減回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6031329A (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6031852B2 (ja) * | 1982-08-30 | 1985-07-24 | 日東電工株式会社 | ヒドロゾルの製造方法 |
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| BRPI0415591A (pt) * | 2003-10-16 | 2007-01-02 | Basell Poliolefine Srl | processo para a produção contìnua de emulsões |
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-
1983
- 1983-07-30 JP JP14006083A patent/JPS6031329A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6031329A (ja) | 1985-02-18 |
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