DE2902952A1 - Direktmischendes empfangssystem - Google Patents

Description

Licentia Patent-Verwaltungs-GmbH NE2-bK/ftuf/jo

HK 78/90

Direktmischendes Empfangssystem

Die Lrfindung betrifft ein direktmischendes L'mpfangs- i-.y stein, bei dem das Hochfrequenz (HF)-2mpf angssignal üurfh Multiplikation mit einem synchronisierten Lokalor-zi 1 latorsignal direkt ins hasisband umgesetzt wird, wobei ein Phasenregelkreis (PLL) mit einem Fischer, Gem ein liefpaibfilter zur Unterdrückung des MischproduKtanteils mit der Summenfreauenz nachgeschaltet ist, und ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) verwendet wird, dessen Signalfrequenz bzw. -phase in unmittelbare Mähe oder auf die Frequenz bzw. auf eine feste Differenz zur Phase des HF-hmpfangssignals oder seines vorhandenen ocer gedachten Trägers abstimmbar bzw- einrastbar ist.

Lin solches Empfangssystem ist bekanntgeworden durch den Aufsatz "Phase-locked AM radio receiver" von L.P.

„ 2 —

Ö3C031/Q3:*

BAD ORIGINAL

29ü29b2

Chu in IEEE Transactions on broadcast and TV receiver, vol. 15, 1969, Seiten 300-308. Dieser Empfänger benutzt eine aufwendige Ccstas-Phasenregelsohleife mit einen; ersten Mischer, in dem dem Ernpfangssignal ein in "Phase zu dessen Träger stehendes Lokaloszillatorsignal zugemischt wird, einem ersten Tiefpaßfilter mit nachfolgendem NF-Verstärker, einem zweiten lascher, in dem dem nnpfangssignal das um 90^c verzögerte Lokaloszillatorsignal zugemischt wird und dem ein zweiter Tiefpaß und ein zweiter HF-Verstärker nachgeschaltet sind, sowie mit einem Phasendetektor, der die Ausgänge der beiden NF-Verstärker vergleicht und das Ergebnis auf ein Regelfilter mit nachfolgendem Varaktor, der den Lokaloszillator steuert, gibt. Diese Costas-fiegelschleife besteht also aus zwei Hegelschleifen, nämlich einem "In-Phase-Kanal" und einem "Quadratur-Kanal". Die Costas-Schleife ist dann phasenrichtig eingerastet, wenn im Quadraturkanal Null-Signal entsteht. Am Ausgang des In-Phase-Kanals kann das d-emodulierte NF-Signal abgegriffen werden. Die Schaltung ist konzipiert für den Empfang von Zweiseitenband-amplitudenmodulierten KF-Er.ipfangssignalen, was auch die rechnerische Herleitung der Funktionsweise dieses oynchrondemodulators auf Seite 301, rechte Spalte, zum Ausdruck bringt. Dem

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036031/03:: - ■ BAD ORIGINAL

-4 -

vur₍.iMi,']nnten Aufsatz int kein Hinweis auf die Verwendungs fähigkeit emeu .".ynchrondemodulator3 im Lmpfangssystem für anders modulierte Eripfangssignale zu entnehmen.

nie Erfindung hat es sich deshalb zur Aufgabe gesetzt, die hervorragenden Hauscheigenschaften eines direkt-.'i isehenden oynchronempfangssystems auch für andere "odulationsarten zu nutzen u'i; hierfür bzw. für belie-Dige Modulationsarten unaufwridige sowie optimale Schaltungen mit entsprechenden Vorschriften anzugeben.

Die l.oHurig erfolgt nach den in den Patentansprüchen angegebenen Mitteln.

Ijui'ch das erfindungsgemäfie direktmischende Lr.ipfnn/-;ssysLem int es möglich, die vielfältigen Vorteile eines direktmischenden üynchronempfangssystems in ei η faci.fr VJei.se auch für Frequenzmodulation, Phasenmodulation, Phaüensprungmodulation und Cinseitenband-Amplitudenmoduüation zu nutzen. Durch den Wegfall der Zwischen!'requenz-Landfilter ist es beispielsweise mögiicri, nundfunk- und Fernsehempfänger in viel größerem Umfang als bisher in mikroelektronischer integrierter Technik herzustellen.

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0 3 ü j 3 1 / 0 'J ■-■■ . _BAD

i·,.; fol^t nun die leschreibung der erfindungsgemäßen L^ung anhand der Zeichnungen.

Ki, . 1 zeigt einen einfachen Überlagerungsempfanger rrjj L Vorverstärker, Mischer, Lokaloszillator, Zwischenfrequenzverstärker und koventionellem Demodulator.

l·¹:,;. 2 enthält im Vergleich dazu das Blocksehaltbild

•■ine;:· er f moungsgemäßen direktmischenden Empfängers mit Vorverstärker, Phasenregelschleife (Mischer, DC-uriri NK-Verst ärkcr , Rfv'fl f i lter und spannungsgesteuertem VCO) und NF-Verstärker.

Fu.;. 3 zeigt einen erfindungsgemäßen Empfänger für Linsei tenbancJ-Ar.plitudenmodulationssignale mit Restträger. Von dp(n in einem Vorverstärker VV verstärktem iiF-iiir.pfangssignal u, wird, sofern erforderlich, in einem i<Mfidfiltp'r hF das unerwünschte Seitenband unterdrückt. l)f>r bischer in, der Tiefpaß TPI, das Regelfilter RF und der spannungsgesteuerte Oszillator VCO bilden einen Phasenregelkreis PLL, der auf den Restträger des Ein-

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0 3 ~ -o 1 / O:- .

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_£;.-i Ti iss signals einrastet, bü aei nun im folgenden die .·. !.rkuru-'üweiüe Uea erf moun^ro^eTTiaBen Enpfangers an-" r.anc einer tnattiOinatir-schen Herleitung näher erklärt.

sei

ü. (f.) = n_r. sin(«_Tt + 4>_T) + u^ sin({u + ω,.ρΚ + Φ^, + *γ·ρ^ * ^ ⁵^

wobei U₁-, die Restamplitude des Trägers,

ω,_ cie Trägerfrequenz,

u, die Amplitude des Seitenbandes

ω die niederfrequente Kreisfrequenz und

*„ bzw. *.,_ die Phasenivinkel zum Zeitpunk t = darstellen.

Hinter dem Bandfilter erhält man

u_BF(t) = k Ug(t). (2)

;.aG Oszillatorsignal u (t) steht im eingerasteten Fall in wuadratür zum Restträger:

^uos^(t) = ^uos

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3 L a 31 / o: ■

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-y-

Kischer Mi bildet das Produkt

k_H1 u_BF(t) u_oa(t)

1 ^kH1^k "ns {(ΰ_τ3ίη(2ω^+2Φ_τ) + u ₁ sin + U₁ 3ΐη((3ω_τ+«_ΗΕ.^+2Φ_τ+Φ^_ρ)) }.

L'Ureh den Tiefpaß TP1 wird der Produktanteil mit doppelten Trägerfrequenz unterdrückt, und man behält am Tiefpaßausgang die gewünschte Information:

u_Tpl(t) = \ k_!:1 k u_os U₁ sin (ω_Νρί ₊ Φ.,_ρ). (5)

Fr, i'l/-¹;. H ist das Blockschaltbild eines direktmi- ;;chenden FM-Kmpfängers dargestellt. Die Schaltung tjeateht aus einem Vorverstärker VV und einem Breitbarid-FLL, der aus den Blöcken Mischer M1 , Tiefpaß TP1 und spannungsgesteuertem Oszillator VCO besteht. Der Empfänger benötigt also nicht einen Begrenzerverstärker, und es-entfällt die damit verbundene aufwendige Vor- und Nachselektion. Ein weiterer Tiefpaß TPj auf der NF-Seite dient der Erhöhung der Selektivität . Im folgenden sei auch dieser FM-Empfänger in

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03C33 1/03- .

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-X-

seiner Wirkungsweise anhand einer mathematischen Her leitung näher erklärt. Am Ausgang des Vorverstärkers VV liege das Signal

Des üszillatorsignal kann als
^u„, ^(t) = %s ^cos(wos^t+kos/^u

angesetzt werden. An; ilischerausgang steht dann das

= k_k1 u_vv(t) u_os(t.)

*T-*os^{} +} 2 ^kM1^UV^Uos ^Sin^

Durch den Tiefpaß wird aer .jpannungsanteil mit der bummenfrequenz unterdrückt:

u (t) = 2 ^M^v^os ^Sini /(AQs(T)-k_osu_Tpi(t))dT +*_T-«_oa}

(9)

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-X-

Irr. eingerasteten Fall wird das Argument der Winkelfunktion sehr klein. Daher gilt in guter Näherung u_TpiU) = -^₁₁ ⁰V⁰OS {/(ΔΩ s(T)_k υ_τρι(τ)<*_τ + Φτ -Φ_Οβ } . (10)

Mit üer Abkürzung

"j A »

P ? MT os V os (11)

erhält man aus Gleichung (10) durch Differentiation

u_Tpi(t) = AQs(t)/k_os . (11)

l.iiG ist aber die Differentialgleichung eines Tiefpasrer; evaler urcnung mit der Grenzfrequenz ω / 2π , welcher durch das oignal ^Cs(t)/k _o angesteuert wird. Bei hinreicnend hoher Grenzfrequenz ist daher u_Tpi(t) die dernocuiierte niederfrequente Information. Durch den Tiefpaji TPj wird eine erhöhte Trennschärfe erreicht.

time weitere AuHfünrungsform der Erfindung ist eine Lmpfangsschaltung nach Fig. 5, die zur 'Demodulation

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..■■--. .-,. .. Ü3L =31/0?

■"■'■■■--•■"■-•■^;- '-V^ _BAD ORIGINAL

von phn.'Tfnmoriul:" er Lei; .'Jignalen geringen Hubes verwence::, worden kann. Sie besteht aus einem Vorverstärker VV ulic! einem üchmalband-PLL nit Mischer TTI , Tiefpaß TP 3 , Hugelfilter KF und spannungsgesteuertem Oszillator VCO. IVr Tiefpaß TPj erfüllt die gleichen Aufgaben wie in tier Schaltung nach Fig. 4.

Irr, folgenden sei die Wirkungsweise wiederum mathematisch näher erklärt. Das HF-Empfangssignal sei

u_yv(t) = Uy sin («,pt + φ_τ + *(t)). (12)

Wenn der VCO des Schmalband-PLL auf die Trägerspektraliinie des pha:;enmodulierten Signals einrastet, gilt:

u (t) = u cos (ω-,η + φ_). . (13)

OS Ob 11

!'err.zufolge steht am Ausgang des Mischers M1 die Spannung

u..,Ct) = k._M u (t) u (t)
λ ι 1-31 V w o s

= .4 k../uA.. j'sin*(t) + sin(2u_Tt + 2 ψ _ .+ φ (t))J,(i4)

Im Tiefpaß YPI wird der Spannungsanteil mit der Summenfrequenz unterdrückt, und es folgt für die Tiefpaßausgangsspannung u_Tpi(t) = -2 k_k1 u_y u_QS sinφ(t)_φ (15)

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3 D j 3 1 / O :

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Für Phasenhübe i>(t) klein gegen 1 gilt in guter iMäherung:
u_Tp]{1) = ~ k_M1 u_v u_os *(t). (16)

d.h. die demodulierte niederfrequente Information.

Fig. 12 zeigt eine Schaltung mit Costas-Loop, mit der man phasenmodulierte Signale kleinen Hubes mit oder ohne Trägerspektral linien im Eingangsspektrum demodulieren kann·. Die Schaltung ist auch für die Demodulation von η-fach PSK-Signalen gut geeignet.

Ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung zeigt die Schaltung nach Fig. 6, die sich für den Empfang von phasenmodulierten Signalen mit größerem Phasenhub gut eignet. Die Schaltung besteht aus einem Vorverstärker. VV und einem modifizierten Schmalband-PLL, wobei als Mischsignal das mit der Niederfrequenz in einem in die Phasenregelschleife eingeschleiften Phasenmodulator modulierten Oszillatorsignals dient und das ciemodulierte NF-Signal aus einem dem Tiefpaß TPI nachgeschalteten Integrationsglied I entnehmbar ist. Im folgenden sei die Funktionsweise mit mathematischer Her-

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0 3 0 D 3 1 / 0 ? -·

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- vf-

leitung näher erklärt. Das vorverstärkte phasenmodulierte Üignal sei
u,,.,(t) = ü sin (ω „t + -Kt) + Φ ) . (17)

Las durch den spannungsgesteuerten Oszillator VCO errciigte Signal sei

t
■ i.,..(L) = u_o cos(u t + k_Qs / ^np^) dT + Φ ) , (18)

ο
wobei U₁^r, die AuGgangsspannung des Regel filters RF tiirie langsam veränderliche Größe ist. Das Oszillator- :-ignal wird im Phnsenmoriul ator PM mit der Ausgangsspannung ii.(t) des Integrators I moduliert:

ο ^os

Am Ausgang des Paschers M1 entsteht die Spannung

"M1^{(t) = k}Ml ^UPM^{(t) U}VV ^(t> _t

- _ ν Γ, Γ, (*int,Ji-^ ,__k f u_n„(T)dT-*^„-k_nu_T(t) }

_v {*)^ -k / u_Rp(T)dT-t -k u

C ο

+ 3ΐη/?_ω,Λ+ φ(t) + φ_τ+k_o3 / υ_Ηρ(τ)ατ+Φ +kpUjit)} ). (20)

ο °"

Durcn das Tiefpaßfilter TPl wird der Spannungnanteil mit uer öumfiitinfrequcnz unterdrückt und man erhält:

W ' ⁼ \ ^kH,^C;^v ^n{₄(t)₊*_T-k_os / v^(T)dT"V^kp^ui^(t)l

bei liinrasten der Hegelschleife wird das Argument der Si-

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O 3 O J 3 1 / σ j ■'

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28029b2

nusfunktion in Gleichung (21) betragsmäßig sehr klein gegen 1 (sin* — *) , wobei außerdem aufgrund der Qua-

t
dr^turforderung k / u_pt?(OdT + Φ - * strebt. (22)

Oo i\" OS X

Damit gilt

u_Tpi(t) = ± k_M1 u_pM u_v{»(t) - k_{p Ul}(t) 1. (23)

f.-ie J; annung u_T entsteht durch Integration aus der Spannung u„_{p 1} :

VrM I 1 (2¹^)

iiit der Abkürzung

ω -JL if >y· U Λ Λ TPR^

PP 2 P M I PM V

erhält man daher durch Pifferentia-tion aus Gleichung (23)
Ci.CtJ/Upp + U₁Ct) = *(t)/k_p) (26)

was einer Differentialgleichung eines Tiefpasses mit (ier Grenzfrequenz ω /2* und dem Eingangssignal Φ (t. )/k_:j ontspricht. bei hinreichend hoher Grenzfrequenz ist daher u_T(t) das demodulierte Signal. Sofern der i-hasenmodulator PM hohe Linearität und ausgang-sseitig Oberschwingungsarmut aufweist, besticht diese Dt.:rr,odulati onsschaltung aufgrund ihrer hohen Verzerrur.gs- und Raurscharmut.

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030 ü 31/03.-.

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-ντ-

i'iit einem weiteren nusführungobeispiel der Erfindung riaeii r'±t. 7 Kann Zweisei tenbaniiampl i tudenmodul at. j on verarbeitet werrifn. Die ochaltung enthalt eine schrmlhnnfii^p Phasenregelschleife, bei öer das Oszillator« signal in Quadratur zum Träger steht, und zusätzlich einen zweiten 1-iiacner, dem das durch einen l'hasensuhieoer i H ¹ um 90° verzögerte öszillatorsLgnal, also trägerkonphas, und das HF-Empfangssignal zugeführt wird und an dessen nanhgeschalteten Tiefpaß TP2 das demotiulierte NF-ii^nal entnommen werden kann. Im folgenden sei die Wirkungsweise durch eine rechnerische π·.·!·· ieituiig näht-r- erläutert. Das in einem Vorverstärker VV verstärkte Eiripfangssignal sei

u,-.,(t) = ft,, (1 + m(t)) sinU_Tt + φ_) . (27)

Aus dem in Quadratur zum Träger stehenden Oszillator-

u (t) = u co.s(« t + Φ ) . (28)

V-' O Oo i 1

entsteht'am Phasenschieberausgang das Signal

u (t) = Γ._ο<3 sin(u_Tt + Φ_τ). (29)

Im Hiscner r,^ wird cieses Signal mit dem Signal u„..

multipliziert_t wobei entsteht:
u_(t) = K_K2 u_Q(t) u_yv(t)

= -1 k._v2 u_v u_os O+m(t)) {^.-cos(2ω_τt+2Φ_τ)}. (30)

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/030031 /03

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- μ* -5LZ-

DiJi¹Ch den Tiefpaß TP? wird der Hischproduktanteil r.'iit der Sumrrenf requenz unterdrückt, und man erhält:

TP2 ~ ? Kj2 V ^jos ⁺

Der Ktioiiseiapannungsanteil dieses Signals ist die gewünschte demodulierte Information.

Eine Schaltung, die sowohl Zweiseitenband- als auch Einneitenoand-AM demodulieren kann, ist in Fig. 8 angegeben. Das Eingangssignal Up wird in einem Vorverstärker VV verstärkt. Im nachfolgenden abstimmbaren Bandfilter? BF werden Signale mit unerwünschten Frequenzen unterdrückt, beispielsweise das unerwünschte Seitenband. Das handfilterausgangssignal u„p wird einem Coptas-Loop zugeleitet, der aus den Mischern m, \"\2 und M'j, den Tiefpässen TP1 und TP2, dem Regelfilter Hi", dem spannurigsgesteuerten Oszillator VCO und einem 9ü°-Phasenschieber PH1 besteht. Im Falle eines Zweiseitenband-amplitudenmodulierten Signals oder bei-einem ^inseitenband-a-mplitudenmodulierten Signal , bei dem in aer Frequenzlage des unterdrückten Seitenbandes (Spiegel) hinter dem Bandfilter EF ein möglichem -Störsignal hinreichend stark unterdrückt ist, "kann dem Tiefpaß TP2 das demodulierte Signal entnommen

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- ys -

werden, im Falle eines Emseiteriband-ampl itudenmodulierten Signals, bei den. in der Spiegelfrequenzlage hinter dem E.andfilter BF noch störende Signale vorhanden sind, muß eine Störsignalkompensation erfolger.. Das Signal am Bandfilterausgang sei u.,p(t) = U₁COS(U₁L ₊ ^) + u₂cos((t»_T4«_NF,)t + *_T+*_NF)

+ u^CGS ((ω~-ω , )t + Φ -Φ ) . (52)

Für den eingerasteten Cnstas-Loop gilt

u_oa(t) = u_os sin(u>_Tt ₊ Φ_τ) (33)

u (t) = u cos(u t + Φ )· (34)

V Οί> I J.

Mit den Kisehergewinnen k.,- und k'~ erhält man an den Xisenerausgängen

α.,Λι) = υ (t) u (t) k (35)

lil bf OS 11 t

u.._o(t) = iu.„(t) u„(t) k_MO . (3&)

ppi gleichen Misehergewinnen k,,- = k_MO und bei Unter-

n I Vie.

drückung Ger Miüchproduktanteile mit den Summenfrequeriiitiri durch die Tiefpässe TPi bzw. Ύ?2 stehen an den Tiefpaßausgängen die Spannungen an

a,_D,(t) = - 4 k... u *u_o sin(^u _v„t-t&.„) + ■=■ k... υ u_o siniw t+Φ ) iP1 ^ i-,\ os 2 IiF UF 2 hl os 3 st st

^UTP2^(t) = ⁺ 1 ^kMl "os «2 \ \ \

An beiden Tiefpaßausgängen entstehen somit sowohl das obere Seitenband ω als auch das untere Seitenbanc <^^_t. Lines cer beiden Seitenbänder, beispiels'-

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BAD ORIG/NAL

spielsweise das untere Seitenband ω , , kann aufgrund der festen Phasenbeziehung zwischen den spannungen U^p₁ und u_Tpp durch Kompensation unterdrückt werden. Die Kompensation geschieht im Kompensationsblock K beispielsweise se, daß die Signale u„_pi und u_Tp., gegeneinander um weitere 90° verschoben werden. Durch Addition oder Subtraktion dieser Signale wird das unerwünschte Seitenbandsignal kompensiert. Diese Kompensationsrealisierung ist in Fig. 9 dargestellt. Diese Kompensationsmethode hat jedoch den Nachteil, daß das gesamte NF-Spektrum breitbandig in der Phase geschoben werden muß. In Fig. 10 wird daher ein Komperusationsblock K gezeigt, der diesen Nachteil vermeidet und mit einem Festfrequenzphasen schieber arbeitet. Die Schaltung, auf deren beiden Eingänge die Tiefpaßausgänge geschaltet sind, erzeugt mit eier; Mischern M^i und M5, dem Lokaloszillator LO und dem 90"-Phasenschieber PH2 sowie den Tiefpässen TP4 und TP5 phasenstarr aufeinander angebundene Einseitenbandsignale mit unterdrücktem oberen Seitenband. Dazu müssen die Tiefpässe hohe Selektivität aufweisen. Man legt daher zweckmäßigerweise die Kreisfrequenz Q des Lokaloszillators LO nur wenig höher als

030031/03', oK 7&/y0 - 17 -

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die maximale Niederfrequenz. Mit dem Lokaloszillatorsi&nal

'^{l) =} % eosi^t +*) (39)

und den dazu in Quadratur stehenden Signal am Phasenschieber-Ausgang PH2

u. ΛΧ.) = u, „ sin (at +ψ) '

erhält man an den Tiefpaßausgängen TP4 bzw. TP5 die Spannungen
= Λ (H₂ i;i

+ 2^₁ sin fet+Ψ )}. (142)

Durch otanmen- oder Differenzbildung dieser Signale in einem Block JD wird das unerwünschte Seitenband kompensiert. Bui SummeηDi!dung gilt U₃₀U) = 2 A u₂ sin((Q-«._iF)t+'i'-4_i;F) +2AU₁ sin(Qt+φ) , (43) was ein L,Sb-^ignal ohne störendes Signal in Spiegelfrequtjnzlage darstellt» Dessen Demodulation erfolgt nunmehr in einer Schaltung, die analog zu der nach Fig„ arbeitet. Da jedoch der Träger bereits zur Verfugung stent, vereinfacht sich dieser Schaltungsteil auf einen Miscner Mb, hinter den ein Tiefpaß TPb geschaltet ist, an dessen Ausgang dann die gewünschte Infor-

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0 3 0 0 3 1 / 0 3 ^:

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aiation störungsfrei anliegt.

Line weitere mögliche Version der erfindungsgemäs- sen i.nrpfangssehaltung zeigt Fig. 11, wobei eine Abwandlung der Schaltung nach Fig. 8 vorgenommen wurde, indem die Kompensation aer Störung innerhalb des Costal-Loops durchgeführt wird.

Die erfmdungsgemäijen direktmischenden Empfänger besitzen eme nölujre Empfindlichkeit und zumeist eine bessere Trennschärfe als L'mpfänger nach dem überlagerungfjpri nz-i ρ. Diese Überlegenheit kann jedoch nur unter Einhaltung einer Reihe von Konstruktions- und Dimensionierungsvorschriften ausgenutzt werden.

Für den Mischer gelten folgende Kriterien:

1. · Das Lokaloszillatorsignal muß stark vom HF-Eingang entkoppelt sein. Daraus ergibt sich als optimale Lösung ein Aufbau des Mischers in Brükken- oder Doppelbrückenstruktur.

2. Am fiischerausgang soll lediglich das Produkt aus öen beiden zu mischenden Signalen gebildet werden. Signale mit anderen Kombinationsfrequenzen, die

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0 3 C G 3 1 / 0 2 : '

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zu mischenden Signale selbst und ihre Harmonischen sollen stark unterdrückt werden. Daher ist eine Gegentaktstruktur vorzusehen. 3. Am Kischerausgang müssen Frequenzen von Gleichstrom bis zu Vierten mindestens einer Kanalbandbreite ohne größere Phasenverzerrung verarbeitet werden können. Ein signalpegelabhängiger Gleichspannungswert ist zu vermeiden.

^. Die Xischer müssen rauscharm sein. Besonderer V.'ert ist auf geringes 1/f-Rauschen auf der IJiederfrequ^nzaeite zu legen.

5. Die Arbeitspunkte der Mischer sind se einzustellen, daß die Ausgangssignalamplitude linear von uer Lmgangssignalampl i tude und linear bzw. höchstens schwach nicht linear von aer Lokaloszillator- bzw. f'ischsignalamplitude abhängt. Bei Verwendung von hochselektiven Vorverstärkern kann letztere Forderung abgeschwächt werden.

Der Lokaloszillator soll folgende Merkmale aufweisen:

1. Abstimmbarkeit durch externe Signale (DC und NF) über das gesamte zu empfangende Frequenzband.

2. Lrzeugung harmonischer Signale bei stark unter-

0 3 G G 3 \ J 0 3 I .

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drückten Oberschwingungen.

3- Annähernd konstante Lokaloszillatoraraplitude über das ^psamte zu empfangende Frequenzband, besondersinnerhalb einer Kanalbandbreite nur sehr gerinne Air.pii Lud en Schwankungen.

^. Die Grenzfrequenz des als Tiefpaß wirkenden .SLeucroingnngs des Oszillators muß bei Einsatz in Phasenregelkreisen mindestens zehnmal höher liegen als die niedr... vä,=jte im Regelkreis vorkommen-* de ürenzfrequenz, dadurch ist im allgemeinen eine I'rückenntruktur nötig.

5. ■ Hohe Frequenzstabilität.

6. Geringes Phasenrauschen.

heim i\F-Tuil des Demodulators müssen folgende Kriterien üeächte't werden: 1.

Fausnharmut , insbesondere geringes 1/f-iiauschen. 2. Sofern NF-Möcke innerhalb einer Regelschleife liefen, müssen sie einerseits eine hinreichend grease Verstärkung aufweisen, damit eine einwandfrei ρ Demodulation möglich wird, andererseits darf die bchleifenverstarkung nicht so groß werden, daß die Schleife instabil wird.

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030Q31 /o:

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j. Duron oeiektiviriaSnahrnen innerhalb des NF-Tei Is wirrt die ilF-oelektivität erhöht. Dadurch können die oelektivitätsanforderungen an den HF-Vorverstärker zum Tsil erheblich verringert werden.

Der hF-Vorverstärker sollte folgenden Kriterien genügen:

1. HüokwirKungsarmut, damit das möglicherweise zum Vorverstärkerausgang gelangende Lokaloszillatorsignal in Rückwärtsriehtung unterdrückt wird.

2. Rauscharmut.

3. Hoher Gewinn, damit die Rauschzahl des nachfolgeriGcn Demodulators keinen wesentlichen Einfluß

"auf aus Ueuaifitrausenen hat.

4. Hohe Linearität, irrsbesonaere keine Begrenzung der HF-Signale innerhalb eines vorzugebenden bereiches.

5. bei fc.ir.pfangssystemen ohne automatische Regelung oder öteuerung der Regelkreisparameter sollte bei höheren üystemansprüchen eine automatische selektive HF-Amplitudenregelung in Betracht gezogen werden.

03t ü 3 1 / 0 'J

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Bei Einhaltung dieser Systeravorschriften können die nicht unerheblichen Probleme bezüglich Intermodulatinnsverhalten, Rasten auf das eigene Oszillatorsignal, Rasten auf Harmonische des Oszillatorsignals, Rasten auf Signale bei den Harmonischen der Eingangssignalfrequenz und so weiter vermieden werden.

Direkt mischende Empfangssysteme gemäß der Erfindung, insbesondere für winkelmodulierte Signale, weisen die Vorteile auf, daß entgegen gängiger Meinung kein begrenzerverstärker vor dem Demodulator und keine damit verbundenen Aufwendungen an Vor- und Nachselektion erforderlich sind. Außerdem ist die KF-Ausgangsleistung der Schaltungen nach den Fig. U und 6 auch ohne Leistungsregelung unabhängig von der hF-Signalampiitude, sofern die Eingangssignal leistung nicht eine minimale Leistung P unterschreitet, Aufgrund des Tiefpaßcharakters sinkt die Systembandbreite dieser beiden Schaltungen unter die NF-Landbreite, wenn die Eingangssignalleistung unter P sinkt. Dadurch wird auf Kosten der Informationsbandbreite das ausgangsseitige Signalrauschverhältnis

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030031703?.

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- 23, -

weiter verbessert. Dieses adaptive Verhalten gestattet, eine Kofnunikation auch dann noch, wenn Empfänger mit Begrenzerverstärker längst versagen.

Auch direkt mischende Empfänger gemäß der Erfindung für Fernsehsignale (Fig. 13) haben entscheidende Vorteile durch einfachen Aufbau und vor allem durch besonders vereinfachten Abgleich der Filter, die mit Ausnahme der HF-Filter ausschließlich Tiefpässe sind, während bei Überlagerungsempfängern kompliziert zusammenhängende Kombinationen aus Resonanzkreisen abzustimmen sind. Durch den Wegfall der ZF bedingt, ergeben sich bei den erfindungsgemäßen Empfängern auch keine Probleme der Spiegelfrequenz- und ZF-Festigkeit.

Die vorgeschlagenen Systeme sind einer Miniaturisierung in integrierter Technik besonders gut zugänglich.

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Claims (1)

1. Licentia Patent-Verwaltungs-GmbH NE2-bK/Ruf/jo

   BK 78/90

   Larektauschendes Empfangssystem Patentansprüche

   Lrnpfangssystem, bei dem das Hochfrequenz (HF) -Lrnpfangssignal durch !Multiplikation mit einem synchronisierten LcKaI-Os7.il latorsignal direkt ins basisband umgesetzt wird, wobei ein Phasenregelkreis (PLL) mit einem Fischer, dem ein Tiefpaßfilter zur Unterdrückung des .Summenfrequenz-Anteils des I-'ischprodukts nachgeschaltet ist, und ein sparinungsgesteuerter Oszillator (VCO) verwendet wird, dessen signal-Frequenz bzw. -Phase in unmittelbare Nähe der oder·auf die Frequenz bzw. auf eine feste Differenz zur Phase des HF-Lrr.pfangssignals oder seines vorhandenen oder gedachten Trägers abstimmbar bzw. einrastbar ist, dadurel·! gekennzeichnet, daß die Phasendifferenz zwischen dem mindestens einem Kischer zugeführtem Oszillatorsignal und dem liF-t-iipfangssignal bzw. seinem Tr'äger näherungsweise ^%/?: bzw. genau * /2 tteträgt (Breitband-PLL, Flg. 4 bzw. ochmalband-PLL, Fig. 2)=

   „ 2 -

   0 3 L. ü 3 1 / 0 2 : .

   BAD ORIGINAL

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   <-:. !ii.pfarigar.yi.ten; nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, tf<ii?. dem Tiefpaß (TPl) ein demoduliertes Niederfrequenz (NF)-i)i,'^rna 1 entnehmbar ist, wenn das in einem Vorverstärker (VV) verstärkbare und mit einem abstimmbaren bandfilier (or) auf Kanalbandbreite vorselektierbare HF-Empfangsü-L^tial Kinseiteriband-Amplitudenmodulation aufweist (Fig. 3).

   3- Kriifangfisystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß einem dem Tiefpaß (TPI) nachgeschalteten weiteren Tiefpaß (Tz¹O) cxti demoduliertes NF-Signal entnehmbar ist, wenn das in einen, Vorverstärker (VV) verstärkbare HF-Empfangssignal Phasenmodulation mit kleinem Hub (Fig. 5) oder Frequenzmodulation (Fig. ¹O aufweist.

   'ί. Li:pfangssystern nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß einem dem Tiefpaß (TP1) nachgeschalteten Integrationsglied (I) ein demoduliertes NF-Signal entnehmbar ist, wenn das Mischsignal, das in einem Phasenmodulator (PM) durch das ;."F-Signai phas-enmodulierte Oszillatorsignal (U ) ist und

   OS

   das in einem Vorverstärker (VV) verstärkbare HF-Empfangssignal breitband-Phasenmodulation aufweist (Fig. 6).

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   0 3 0031 /JDT? ^C; BADORlGiNAL

   5. Lr.pfangssystem nach Anspruch 2, 3 oder ¹J-, dadurch gekennzeichnet , daß der Phasenregelkreis am Steuereingang des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) eine Grenzfrequenz von mindestens der 10-fachen niedrigsten im Regelkreis vorkommenden Grenzfrequenz, ein Regelfilter (RF) und/oder einen rauscharmen Gleichstrom^DC)- und Niederfrequenz(NF)-Verstärker aufweist.

   6. r.i:;pf.'inf;nsystern nach einem der vorhergehenden Ansprüche, fc/jkennzeichnet durch einen Mischer, dessen Fischsignal vom h?-Eingang entkoppelt ist.

   ί·>,ρfangs-system nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch einen bischer in Erücken-ZDoppelbrücken- und/oder Gegen· taktstruktur.

   6. Lripfangssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch einen Fischer, der außer dem Produkt aus den beiden zu mischenden Signalen alle anderen Frequenzen unterdrückt.

   9- Lrrjpfangssystem nacn einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch Rauscharmut und Amplitudenlinearität. des Mischers.

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   Id. i.r::r^f')ri.<:r.'-.y:;tem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, ^okermzeichnot durch die Verwendung eines über das ganze tir.pfangsfrequenzband mittels Gleichstrom oder -spannung (DC)- und NF-Signalen abstimmbaren Lokaloszillators zur Erzeugung der Hischfrequenz.

   11. Litipfangssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, ^kennzeichnet durch eine oberschwingungsarme Hischfrequenz, deren Amplitude über das gesamte Empfangs-Frequenzband, insbesondere innerhalb einer Kanalbandbreite, annähernd konstant ist und eine hohe Frequenz- und Phasenotabilität aufweist. ' '

   12. tirrpfan^ssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch einen rückwirkungs- und rauscharraen HF-Eingangsvorverstärker (VV) , der hohe Verstärkung bei hoher Linearität und/oder innerhalb eines vorgebbaren Bereiches keine Begrenzung und/oder automatische selektive Amplitudenregelung aufweist.

   13. Ln-.pfangssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, mit Ausnahme der Ansprüche 2 bis ^, gekennzeichnet durch einen zweiten Mischer (M2), dem das durch einen 90""-Phasenschieber (PHl) verzögerte Oszillatorsignal als Mischsignal zugeführt wird und dem ein weiterer Tiefpaß. (TP2)

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   ist, dem ein demoduliertes NF-Signal enttier.n.bar int, wenn das im Vorverstärker (VV) verstärkbare

   Amplitudenmodulation aufweist {Fig„ 7).

   Vi. t.npfangssystern nach Anspruch 13» dadurch gekennzeichnet, üBii, in der¹ Phasenregelschleife dem ersten Tiefpaß (TPI) <·*.:. dritter Mischer (Mj) nachgeschaltet ist, dem wiederum fxu ien Oszillator ansteuerndes Regelfilter (RF) nachgeschaltet ist und dem als zweites Mischsignal das Ausgangs» signal des zweiten Tiefpasses (TP2) zugeführt ist (Costas-Lüop), dai6 ein vorgeschaltetes Bandfilter (BF) und ein Kompensator (K) vorgesehen ist, dessen Eingänge jeweils auf den Ausgang einer der beiden ersten Tiefpässe (TP1, TP?) geschaltet sind und an dessen Ausgang ein demoduliertes iiF-Signal entnehmbar ist (Fig. 8).

   ~<^lj. Eiripfnngssystem nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dnii durch den Kompensator (K) das eine Eingangssignal mitteis zweitem Phasenschieber (PH2) um 90° verzögert wird uric mittels Summen-/Differenzglied die Summe und/oder die Differenz zum anderen Eingangssignal bildbar ist (Fig. 9).

   Ib. limpfangssystem nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, da is tier Kompensator (K) einen Festfrequenz-Phasenschieber enthält, bei dem das erste Eingangssignal in einem vierten

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   Mischer (M^) mit. einem frequenzmäßig die maximale Niederfrequenz nur wenig übersteigenden Signal eines zweiten Lvikaloszi 1 lators (LO) gemischt wird, wobei der frequenzmäiiig hochliegende Produktanteil durch einen weiteren Tiffpao (TP'O unterdrückt und der frequenzmäßig untere Produktnnteil einem Summendifferenzglied (SD) zugeführt wird, und daß da& zweite Eingangssignal des Kompensators (K) m einem fünften Mischer (M5) mit einem in einem zweiten Phasenschieber (PH2) um 90° verzögerten Mischsignal des zweiten Lokaloszillators (LO) gemischt und der frequenzrnäßig untere Produktanteil über einen weiteren Tiefpaio (TP5) dem zweiten eingang des Summendifferenzgiiedes (SD) zugeführt wird, und wobei das Ausgangssignal des Summendifferenzgliedes (SD) in einem sechsten Mischer (M6) ir.xl dem Signal des zweiten Lokaloszillators (LO) gemischt wird und der durch einen weiteren Tiefpaß (TP6) gefilterte frequenzmaßig untere Produktanteil das Niederfrequenzaus-Karigssififial (u,.-,) ist (Flg. 10).

   is C

   17· Empfangssystem nach Anspruch 14 bzw.' 16, dadurch gekennzei cnnet, daß der Kompensator (K) nach Anspruch 16 um einen weiteren Mischer (M7), in dem das Produkt des um 0.90° verzögerten zweiten Lokaloszillatorsignals mit dem Ausgangssignal des Summendifferenzgliedea (SD) gebildet wird, und einen nachgeschal'teten weiteren Tiefpaß (TP7),

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   de;u;cn Ausgang ein zweiter Ausgang des !Compensators (K) bildet, erweitert wird, und daß der Kompensator (K) mit jeweils einem Ein- bzw. Ausgang derart zwischen den beiden Tiefpässen (TP1 und TP2) und den beiden Ausgängen (u,.„ , u.._r, -y) des Coslas-Loop nach Anspruch 14 derart eingefügt wird, daß je nach Summen- oder Differenzbildung des Surnmendifferenzgliedes (SD) entweder an dem einen oder an dem anderen Ausgang (u._7n,₁₍ u,_ic,„) das demodulierte NF-Signal des oberen oder unteren Seitenbandes entsteht (Fig. 11).

   Ib. Empfangf-system nach einem der vorhergehenden Ansprüche ausgenommen Anspruch 2 bis 4, gekennzeichnet durch einen Costas-Loop als Phasenregelschleife und durch Demodulation v.in mit kleinem Hub phasenmodulierten HF-Empfangssignalen bzw. n-PSK-Signalen (Fig. 12).

   V). Empfangss-ystem nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch den Empfang von Fernsehsignalen, beispielsweise von amplituden- bzw. frequenzmodulierten Bild- bzw. Tonsignalen, bestehend aus einem Einseitenbandempfanger nach Anspruch 2, 14 bis 17, dem ein weiterer Tiefpaß (TP) bzw. ein weiteres Bandfilter (BFT) und ein herkömmlicher FM-Demodulator oder ein Synchrondemodulator beispielsweise nach Anspruch 3 oder 18 nachgeschaltet ist, wobei durch den Tiefpaß (TP), an dessen Ausgang das FBAS-Signal steht, das Tonzwischenfrequenzsignal un-ter-

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   drückt wird und wobei die Mittenfrequenz des Bandfilters (DFT) auf die Frequenz des Tonträgers abgestimmt ist (FiK- 13).

   ;.'O. üinpfangsaystem naeh einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch Mikrominiaturisierbarkeit.

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