EP0671073A1 - Fm-schwellenerweiterungs-detektorschaltung - Google Patents

Fm-schwellenerweiterungs-detektorschaltung

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EP0671073A1
EP0671073A1 EP93921883A EP93921883A EP0671073A1 EP 0671073 A1 EP0671073 A1 EP 0671073A1 EP 93921883 A EP93921883 A EP 93921883A EP 93921883 A EP93921883 A EP 93921883A EP 0671073 A1 EP0671073 A1 EP 0671073A1
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EP
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circuit
detector circuit
signal
tracking
input signal
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EP93921883A
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Inventor
Kenji Yokoyama
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    • H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
    • H03D3/24—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits
    • H03D3/241—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits the oscillator being part of a phase locked loop
    • H03D3/244—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits the oscillator being part of a phase locked loop combined with means for obtaining automatic gain control
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    • H03D3/003—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback
    • H03D3/005—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback wherein the demodulated signal is used for controlling a bandpass filter
    • H—ELECTRICITY
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    • H03D3/24—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits
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    • H03D2200/0001—Circuit elements of demodulators
    • H03D2200/0017—Intermediate frequency filter
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    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
    • H03D2200/0001—Circuit elements of demodulators
    • H03D2200/0025—Gain control circuits

Definitions

  • the invention relates to an improved detector circuit for detecting a frequency-modulated signal, and in particular to a detector circuit which exerts its influence when used to demodulate a signal at a weak level, in particular to a detector circuit for use in signal demodulation via a satellite.
  • a conventional PLL detector circuit has a configuration such that a frequency-modulated signal FM-s with the waveform, for example according to FIG. 3, and a signal from a VCO (Voltage Control Oscillator) 24 into the phase comparator 21 2 are input, and a voltage in the phase difference ratio between the two signals is output by the phase comparator 21, amplified in a DC voltage amplifier circuit 23 and then fed back to the VCO 24.
  • a low-pass filter (hereinafter referred to as LPF) 22 is incorporated between the phase comparator 21 and the DC amplifier circuit 23, and the voltage returned to the VCO 24 via the LPF 22 is obtained as a PLL detector output voltage. It is therefore known that the PLL circuit 26 according to FIG. 2 works as an improved FM detector circuit.
  • the level of a signal for example a signal transmitted via a satellite, is lower than that above ground
  • One method of realizing a drop in noise power is to increase the C / N ratio (carrier / noise) by reducing the pass band of the frequency modulated signal before the signal is input to the PLL detector circuit.
  • break-off noise portions of the frequency-modulated signal FM-s, which is deeply modulated (the hatched portions according to Fig. 4), are cut off and the signal is incorrectly modulated, which causes the disadvantage of generating new noise (hereinafter referred to as "break-off noise").
  • a bandpass filter with a very narrow band is sufficient to acquire each of the individual spectra. So if a narrow bandpass filter follows the short-term single spectrum of the FM signal, a signal can be correctly demodulated without cutting off a modulated signal component, even if the bandwidth of the bandpass filter is reduced.
  • AVR Automatic Gain Control
  • the present invention provides an improved PLL detector circuit which includes a phase detector circuit having a phase comparator circuit for detecting a phase difference between an FM signal and an output signal of the VCO with a capacitance diode, a filter and a DC differential amplifier Feedback of the output voltage of the phase detector circuit after the VCO, an AVR
  • the two output signals of the differential amplifier circuit of the PLL detector circuit are applied simultaneously to the VCO and to the tracking BPF so that the VCO can follow the FM input signal and at the same time the tracking BPF can follow the FM input signal by changing its central frequency.
  • FIG. 1 is a block diagram with an FM threshold expansion detector circuit according to the invention
  • FIG. 3 is a schematic illustration of an example of the waveforms of FM input signals.
  • FIG. 4 shows a schematic representation of a waveform to explain the phenomenon that portions of a deeply modulated FM signal are cut off when detecting
  • Fig. 5 is a schematic representation for explaining a track tracking BPF with a narrow band and its dummy band
  • Fig. 6 is a schematic representation of a
  • Fig. 7 is a block diagram with a main part of a detector circuit according to the invention. PREFERRED EMBODIMENT OF THE INVENTION
  • an FM input signal FM-s according to Fig. 3 is applied to an input terminal 1.
  • Input signal is amplified in the AVR circuit 2 and set to a constant level.
  • reference numeral 3 denotes an AVR terminal.
  • the input signal set to a constant signal in the AVR circuit 2 is amplified to a required level in an RF amplifier circuit 4 and input to the tracking follower BPF 5.
  • the tracking BPF is included in a stage behind the AGC circuit 2. Because if the tracking BPF 5 is included in a stage in front of the AGC circuit 2, a phase comparator sometimes does not work when a low level signal is applied because the input signal level changes briefly. In such a case, the object of the invention cannot be achieved since the input signal is not reproduced and appears as noise. Therefore, according to the invention, the tracking BPF 5 is included in the stage after the AVR circuit 2 and the problem just mentioned does not occur. In this sense, the sequences are a characteristic of the invention.
  • the signal arriving via the tracking BPF 5 goes to one side of a phase comparator 12 and the output signal of a VCO 13 in a PLL detector circuit 14 reaches the other side of the phase comparator 12.
  • the phase comparator 12 supplies a voltage in the phase difference ratio between the two input frequencies and reaches the DC differential amplifier 10 via the LPF 11 via an amplifier 6 and an LPF 7 to the track following BPF 5. The voltage is supplied until the frequencies of the input signals have equalized.
  • the phase comparator 12, the LPF 11, the DC voltage differential amplifier circuit 10, the amplifier 9 and the VCO 13 form the PLL detector circuit 14, and the amplifier 6 with the LPF 7 forms the phase control circuit 8.
  • the voltage of the VCO 13 rises continuously until the frequency of the VCO 13 has adjusted to the input signal frequency, and the voltage is maintained when both frequencies are the same (PLL operation). At this time the output signal of the phase comparator 12 delayed in phase by 90 ° against the input signal.
  • the number of stages of each amplifier 6 or 9 is therefore set to the minimum value one in order to shorten the running time. If the output signal of the DC voltage differential amplifier 10 is sufficient, the amplifiers 6 and 9 need not be used. The relationship between the term and the
  • the output signal of the PLL detector circuit generally produces a phase delay of 90 ° with respect to the input signal. Even if the frequency of the signal in the phase comparator 12 from the tracking BPF is 5 f, the frequency of the VCO 13 changes only after f 2 (f.,> F 2 ). Since a signal with the frequency f 2 with a phase delay time of 90 ° and a signal with the frequency f. Are simultaneously applied to the track tracking BPF, both signals have a central frequency of f 2 and run at a frequency below f. synchronous. The input signal with the frequency f. Is thus deflected by the tracking BPF 5 (see FIG. 6).
  • the bandwidth of the tracking BPF 5 must be increased at all times (the band shown in broken lines in FIG. 6). Therefore, the reinforcement level preferably has the minimum number one in order to shorten the term as much as possible. This point also represents a characteristic of the invention. According to the invention, an increase in the apparent bandwidth of the FM input signal in the tracking tracking BPF with a narrow band is permissible (see FIG. 5).
  • one end of the DC differential amplifier circuit 10 is connected to the OSC (oscillator) of the VCO 13 and the other end to the tracking follower BPF 5.
  • OSC oscillator
  • the capacitance diode is sensitive enough, even if the output signal of the OSC terminal returns with the same phase after the tracking tracking BPF 5, the same effect can of course be obtained.
  • the track tracking BPF 5 is forced to follow and synchronize with the FM input signal, demodulation according to the invention can be carried out correctly without cutting off a signal component.
  • the two noises can thus be reduced or blanked out at the same time, this object is based on the invention, and reducing or blanking out the noise caused by tracking errors is therefore advantageous for the FM demodulation detector circuit.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)

Abstract

Eine FM-Detektorschaltung kann gleichzeitig Rauschen im Bandbreitenverhältnis, durch Reduzierung der Bandbreite erzeugtes Abschneidrauschen und durch Spurnachlauffehler infolge von Änderungen im Signalpegel erzeugtes Rauschen reduzieren. Die FM-Detektorschaltung enthält eine AVR-Schaltung (2) zum Konstantmachen des Eingangssignalpegels, ein Spurnachlauf-Bandpassfilter (5) mit einer Mehrstufen-Hf-Verstärkerschaltung (4) in Verbindung mit der AGC-Schaltung (2) zum Erhalten eines erfordelichen Pegels des Eingangssignals und eine Kapazitätsdiode in Verbindung mit der Verstärkerschaltung (4), wobei das Filter eine variable Zentralfrequenz hat und dem FM-Signal aus der Verstärkerschaltung (4) zum Vergrössern der Scheinbandbreite des Eingangssignals folgt, und eine PLL-Detektorschaltung (14) in Verbindung mit dem Bandpassfilter (5). Die Detektorschaltung enthält ebenfalls eine Schleife zum Verstärken und Rückführen des Ausgangssignals der PLL-Detektorschaltung (14) nach dem Spurnachlauf-Bandpassfilter (5).

Description

FM-SCH ELLENER EITERUNGS-DETEKTORSCHALTUNG
Die Erfindung betrifft eine verbesserte Detektorschaltung zum Detektieren eines frequenz¬ modulierten Signals, und insbesondere eine Detektorschaltung, die ihren Einfluß bei der Verwendung zum Demodulieren eines Signals auf einem schwachen Pegel ausübt, besonders eine Detektorschaltung zur Verwendung bei Signaldemodulation über einen Satelliten.
STAND DER TECHNIK Eine herkömmliche PLL-Detektorschaltung hat eine derartige Konfiguration, daß ein frequenz- moduliertes Signal FM-s mit der Wellenform beispielsweise nach Fig. 3 und ein Signal aus einem VCO (Voltage Control Oscillator = spannungsgesteuerter Oszillator) 24 in den Phasenkomparator 21 nach Fig. 2 eingegeben werden, und eine Spannung im Phasenunter- schiedsverhältnis zwischen den beiden Signalen vom Phasenkomparator 21 ausgegeben, in einer Gleichspannungs-Verstärkerschaltung 23 verstärkt und darauf nach dem VCO 24 zurückgeführt wird. In der herkömmlichen Schaltung nach Fig. 2 ist ein Tiefpaßfilter (im weiteren mit LPF bezeichnet) 22 zwischen dem Phasenkomparator 21 und der Gleichspannungs Verstärkerschaltung 23 aufgenommen, und die nach dem VCO 24 über das LPF 22 zurückgeführte Spannung wird als PLL- Detektorausgangsspannung erhalten. Bekannt ist also, daß die PLL-Schaltung 26 nach Fig. 2 an sich als verbesserte FM-Detektorschaltung arbeitet.
Da jedoch der Pegel eines Signals, beispielsweise eines über einen Satelliten übertragenen Signals, niedriger ist als der oberirdische
ORIGINAL UNTERLAGEN ϋbertragungspegel, ist eine weiter verbesserte FM- Detektorschaltung erforderlich. In diesem Zusammenhang ist es bereits allgemein bekannt, daß Rauschleistung Pn mit der Gleichung Pn = kTB ausgedrückt wird (k = Boltzmannsche Konstante, T = Absoluttemperatur, B = Bandbreite) und proportional der Bandbreite ist. Ein Verfahren zum Verwirklichen eines Abfalls in der Rauschleistung besteht in der Vergrößerung des C/N- Verhältnisses (Träger/Rauschen) durch Reduzierung des Durchlaßbandes des frequenzmodulierten Signals, bevor das Signal in die PLL-Detektorschaltung eingegeben wird.
Wird jedoch die Bandbreite reduziert, werden
Anteile des frequenzmodulierten Signals FM-s, das tiefmoduliert ist (die schraffierten Anteile nach Fig. 4) abgeschnitten, und das Signal wird falsch moduliert, wodurch der Nachteil der Erzeugung von neuem Geräusch auftritt (im weiteren mit "Abbrechrauschen" bezeichnet) .
Insbesonders da die erforderliche Bandbreite (BW) mit folgender Gleichung ausgedrückt wird :
BW = Abweichung der Frequenzmodulation + (Bandbreite des Videosignals x2) + Energiediffusion, wird in Erwägung gezogen, diese Gleichung im Satelliten¬ funk anzuwenden, wobei ein ASTRA-Satellit verwendet wird, der in Europa sehr häufig ausgenutzt wird. Da die Abweichung 13,5 MHz beträgt, die Videosignal-Bandbreite 5,5 MHz und die Energiediffusion 2 MHz sind, wird die erforderliche Bandbreite BW mit folgender Gleichung angegeben : BW = 13,5 MHz + 5,5 x 2 MHz + 2 MHz = 26 MHz.
Mit anderen Worten es ist eine Bandbreite von 26 MHz erforderlich. Wenn die Bandbreite BW der Einfachheit halber auf 13 MHz halbiert wird, wird ein Anstieg im C/N mit folgender Gleichung angegeben : Anstieg im C/N (dB) = -10 Log (momentane Bandbreite/ erforderlicheBandbreite) = -10 Log (13/26) = 3 (αB) . Also wird das C/N-Verhältnis um 3 dB erhöht.
Wenn aber mit dem oben beschrieben Verfahren ein Versuch zum Reduzieren der Rauschleistung Pn angestellt wird, weisen der Abfall in der Rauschleistung Pn un die Austastung des Abbrechrauschens ein Abstrich¬ verhältnis auf, da das Abbrechrauschen größer wird. Bei einem schwachen Signal geschieht es manchmal zu einem bestimmten Zeitpunkt, daß der Phasenkomparator ungenügende Arbeit leistet, da der Pegel des in den Phasenkomparator 21 eingegebenen frequenzmodulierten Signals FM-s sich kurzzeitig ändert. In einem derartigen Fall gibt es den Nachteil, daß durch Spurnachlauffehler der PLL-Detektorschaltung 26 Rauschen auftritt.
DARSTELLUNG DER ERFINDUNG Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine FM-Detektorschaltung der eingangs erwähnten Art zu schaffen, die gleichzeitig Rauschen im Bandbreiten- Verhältnis nach obiger Beschreibung, durch Bandbreiten¬ reduktion erzeugtes Abbrechrauschen und durch Spurnachlauffehler infolge von Änderungen eines Signalpegels erzeugtes Rauschen reduziert.
Da ein FM-Signal zu jedem Zeitpunkt ein einziges Spektrum enthält, genügt ein Bandpaßfilter (BPF) mit einem sehr schmalen Band zum Erfassen jedes der einzelnen Spektren. Also wenn ein schmales Bandpaßfilter dem kurzzeitigen einzigen Spektrum des FM- Signales folgt, kann ohne Abschneiden einer modulierten Signalkomponente ein Signal richtig demoduliert werden, sogar wenn die Bandbreite des Bandpaßfilterε reduziert wird.
Deshalb wird in dieser Erfindung ein schmales Bandpaßfilter (im weiteren mit "Spurnachlauf- BPF" bezeichnet) mit einer Kapazitätsdiode mit Schmalbandkennlinien einer PLL-Detektorschaltung direkt vorgeschaltet, so daß Signale aus diesem BPF und aus der PLL-Detektorschaltung verstärkt und nach der Kapazitats¬ diode des Spurnachlauf-BPFs zurückgeführt werden, um die Scheinbandbreite des BPF zu vergrößern und Rauschen im Bandbreitenverhältnis sowie Abbrechrauschen zu reduzieren, und eine AVR-Schaltung (AVR = Automatische Verstärkungsregelung ; AGC = Automatic Gain Control) wird hinter einem Verstärker zum ausreichenden Verstärken der Signals angeordnet, um den Pegel eines schwachen Signals konstantzuhalten und das durch Spurnachlauffehler erzeugte Rauschen zu reduzieren.
Also schafft die vorliegende Erfindung eine verbesserte PLL-Detektorschaltung, die eine Phasendetektorschaltung mit einer Phasenkomparator- Schaltung zum Detektieren eines Phasenunderschieds zwischen einem FM-Signal und einem Ausgangssignal des VCO mit einer Kapazitätsdiode, einem Filter und einem Gleichspannungs-Differenzverstärker, eine PLL- Detektorschaltung zum Rückführen der Ausgangsspannung der Phasendetektorschaltung nach dem VCO, eine AVR-
Schaltung zum Festhalten des FM-Eingangssignals auf einem konstanten Pegel und ein Spurnachlauf-BPF mit einder Kapazitätsdiode enthält, die mit dem FM- Eingangssignal synchron läuft und ihm folgt. Die zwei Ausgangssignale der Differenz- verstärkerschaltung der PLL-Detektorschaltung werden gleichzeitig an den VCO und an das Spurnachlauf-BPF gelegt, damit der VCO dem FM-Eingangssignal folgen und gleichzeitig das Spurnachlauf-BPF dem FM-Eingangssignal durch Änderung seiner Zentralfrequenz folgen kann. Das
Scheinband wird damit also erweitert.
BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachstehend anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen : Fig. 1 ein Blockschaltbild mit einer erfindungsgemäßen FM-Schwellenerweiterungs- Detektorschaltung,
Fig. 2 ein Blockschaltbild mit einer bekannten PLL-Detektorschaltung,
Fig. 3 eine schematische Darstellung eines Beispiels der Wellenformen von FM-Eingangssignalen,
Fig. 4 eine schematische Darstellung einer Wellenform zur Erläuterung des Phänomens, daß Anteile eines tiefmodulierten FM-Signals beim Detektieren ab geschnitten werden,
Fig. 5 eine schematische Darstellung zur Erläuterung eines Spurnachlauf-BPFs mit schmalem Band und dessen Scheinbandes, Fig. 6 eine schematische Darstellung eines
Verhältnisses zwischen einer Laufzeit und dem Band des Spurnachlauf-BFPs, und
Fig. 7 ein Blockschaltbild mit einem Hauptanteil einer Detektorschaltung nach der Erfindung. BEVORZUGTES AUSFÜHRUNGSBEISPIEL DER ERFINDUNG
In Fig. 1 wird ein FM-Eingangssignal FM-s nach Fig. 3 an eine Eingangsklemme 1 gelegt. Das
Eingangssignal wird in der AVR-Schaltung 2 verstärkt und auf einen konstanten Pegel eingestellt. In Fig. 1 bezeichnet die Bezugsziffer 3 eine AVR-Klemme.
Das in der AVR-Schaltung 2 auf ein konstantes Signal eingestellte Eingangssignal wird in einer Hf-Verstärkerschaltung 4 auf einen erforderlichen Pegel verstärkt und in das Spurnachlauf-BPF 5 eingegeben. In dieser Erfindung ist es besonders wichtig, daß das Spurnachlauf-BPF in eine Stufe hinter der AGC-Schaltung 2 aufgenommen ist. Denn wenn das Spurnachlauf-BPF 5 in eine Stufe vor der AGC-Schaltung 2 aufgenommen wird, arbeitet ein Phasenkomparator beim Anlegen eines Niederpegelsignals manchmal nicht, weil sich der Eingangssignalpegel kurzzeitig ändert. In einem derartigen Fall laßt sich die Aufgabe der Erfindung nicht losen, da das Eingangssignal nicht wiedergegeben wird und als Rauschen erscheint. Daher wird erfindungsgemaß das Spurnachlauf-BPF 5 in die Stufe nach der AVR-Schaltung 2 aufgenommen und das eben erwähnte Problem tritt nicht auf. In diesem Sinne ist die Reihenfolgen ein Kennzeichen der Erfindung.
Das über das Spurnachlauf-BPF 5 ankommende Signal gelangt an eine Seite eines Phasenkomparators 12, und das Ausgangssignal eines VCO 13 in einer PLL- Detektorschaltung 14 erreicht die andere Seite des Phasenkomparators 12. Wenn die Frequenz des Signals aus dem Spurnachlauf-BPFs 5 von der des Signals aus dem VCO 13 abweicht, liefert der Phasenkomparator 12 eine Spannung im Phasenunterschiedsverhaltnis zwischen den beiden Eingangsfrequenzen und gelangt über das LPF 11 an den Gleichspannungs-Differenzverstarker 10. Die zwei Ausgangssignale des Verstärkers 10 werden gleichzeitig über einen Verstarker 9 an den VCO 19 und über einen Verstarker 6 und ein LPF 7 an das Spurnachlauf-BPF 5 angelegt. Die Spannung wird zugeführt, bis sich die Frequenzen der Eingangssignale angeglichen haben. Der Phasenkomparator 12, das LPF 11, die Gleichspannungs- Differenzverstarkerschaltung 10, der Verstarker 9 und der VCO 13 bilden die PLL-Detektorschaltung 14, und der Verstärker 6 mit dem LPF 7 bildet die Phasensteuer- schaltung 8.
In der vorgenannten PLL-Detektorschaltung 14 steigt, beispielsweise wenn die Frequenz des VCO 13 niedriger als die Eingangsfrequenz ist, die Spannung des VCO 13 ununterbrochen an, bis sich die Frequenz des VCO 13 an die Eingangssignalfrequenz angeglichen hat, und die Spannung wird aufrechterhalten, wenn beide Frequenzen gleich sind (PLL-Betrieb) . Zu diesem Zeitpunkt wird das Ausgangssignal des Phasenkomparators 12 um 90° gegen das Eingangssignal in der Phase verzögert.
Für die Erfindung ist es außerdem wichtig, daß die Stufenanzahl eines jeden der Verstärker 9 und 6 möglichst klein ist. Also erzeugt die Frequenz des VCO
13 unveränderlich eine Laufzeit ohne kurzzeitiges Synchronlaufen mit der Frequenz des Eingangssignals. Wenn die Laufzeit lange ist, ist es ausgeschlossen, dem FM-Signal auf einer Frequenz zu folgen, die sich kurzzeitig ändert. Wenn die Laufzeit länger wird, muß die Bandbreite vergrößert werden. Jedoch schließt eine Vergrößerung der Bandbreite den Versuch zum Reduzieren des Rauschens aus, was die Aufgabe der Erfindung ist und also die Lösung dieser Aufgabe. Erfindungsgemäß wird daher die Stufenanzahl eines jeden Verstärkers 6 bzw. 9 auf den Mindestwert eins eingestellt, um die Laufzeit zu verkürzen. Wenn das Ausgangssignal des Gleichspannungs- Differenzverstärkers 10 ausreicht, brauchen die Verstärker 6 und 9 nicht eingesetzt zu werden. Das Verhältnis zwischen der Laufzeit und der
Bandbreite wird mit weiteren Einzelheiten nachstehend anhand der Fig. 6 und 7 erläutert. Das Ausgangssignal der PLL-Detektorschaltung erzeugt im allgemeinen eine Phasenlaufzeit von 90° in bezug auf das Eingangssignal. Sogar wenn die Frequenz des Signals in den Phasenkomparator 12 aus dem Spurnachlauf-BPF 5 f, beträgt, ändert sich die Frequenz des VCO 13 nur nach f2 (f., > f2) . Da ein Signal mit der Frequenz f2 mit einer Phasenlaufzeit von 90° und ein Signal mit der Frequenz f., gleichzeitig an das Spurnachlauf-BPF gelegt werden, haben beide Signale eine Zentralfrequenz von f2 und laufen bei einer Frequenz unter f. synchron. Das Eingangssignal mit der Frequenz f., wird also vom Spurnchlauf-BPF 5 (siehe Fig. 6) abgelenkt. Zum Korrigieren dieser Ablenkung muß die Bandbreite des Spurnachlauf-BPFs 5 zu jedem Zeitpunkt vergrößert werden (das in Fig. 6 gestrichelt dargestellte Band) . Deswegen hat die Verstarkungsstufe vorzugsweise die Mindestzahl eins, um die Laufzeit möglichst zu verkurzen. Dieser Punkt stellt ebenfalls ein Kennzeichen der Erfindung dar. Erfindungsgemaß ist also eine Vergrößerung der Scheinbandbreite des FM-Eingangssignals im Spurnachlauf- BPF mit schmalem Band zulässig (siehe Fig. 5) .
In der vorbeschriebenen Ausführungsform nach der Erfindung wird beispielsweise ein Ende der Gleichspannungs-Differenzverstarkerschaltung 10 mit dem OSC (Oszillator) des VCO 13 und das andere Ende mit dem Spurnachlauf-BPF 5 verbunden. Jedoch beim Erhalten einer ausreichenden Verstärkung durch Differenzverstarkung der Schaltung 10, oder wenn die Kapazitatsdiode empfindlich genug ist, sogar wenn das Ausgangssignal der OSC-Klemme mit derselben Phase nach dem Spurnachlauf-BPF 5 zurückkehrt, kann selbst¬ verständlich derselbe Effekt erhalten werden.
Nach obiger Beschreibung kann, da das Spurnachlauf-BPF 5 zum Folgen und Synchronlaufen mit dem FM-Eingangssignal gezwungen wird, Demodulation erfindungsgemaß ohne Abschneiden eines Signalanteils richtig erfolgen. Erfindungsgemaß können also gleichzeitig die beiden Geräusche reduziert oder ausgetastet werden, diese Aufgabe liegt der Erfindung zugrunde, und das Reduzieren oder Austasten des durch Spurnachlauffehler verursachte Rauschens ist also vorteilhaft für die FM-Demodulations-Detektorschaltung.

Claims

PATENTANSPRÜCHE
1. FM-Schwellenerweiterungs-Detektor- Schaltung mit einer AVR-Schaltung (2) zum Konstantmachen des Eingangssignalpegels, mit einem Spurnachlauf- Bandpaßfilter (5) mit einer Mehrfachstufen-Hf- Verstärkerschaltung (4) in Verbindung mit der AVR- Schaltung (2) zum Erhalten eines erforderlichen Pegels des Eingangssignals, und mit einer variablen Kapazitätsdiode in Verbindung mit der Verstärker- Schaltung (4) , wobei das Filter (5) eine variable Zentralfrequenz hat und dem FM-Signal aus der Verstärkerschaltung (4) zum Vergrößern der Scheinbandbriete des Eingangssignals folgt, und mit einer PLL-Detektorschaltung (14) in Verbindung mit dem Bandpaßfilter (5) , gekennzeichnet durch eine Schleife zum Verstärken und Rückführen des Signals aus der PLL- Detektorschaltung (14) nach dem Spumachlauf- Bandpaßfilter (5) .
2. FM-Schwel1enerweiterungs- Detektorschaltung nach Anspruch 1, worin das
Spumachlauf-Bandpaßfilter (5) mit einer der AVR- Schaltung (2) nachgeschalteten Stufe verbunden ist.
3. FM-Schwe11enerweiterungs- Detektorschaltung nach Anspruch 1, worin ein Tiefpaßfilter zur Phasenkorrektur zwischen dem PLL- Detektorausgang und dem Spumachlauf-Bandpaßfilter (5) angeordnet ist.
4. FM-Schwe11enerweiterungs- Detektorschaltung nach Anspruch 1, worin die Detektor- ausgangssignale der PLL-Detektorschaltung (14)
Differenzausgangssignale sind, von denen eines nach der Verstärkung in derselben Phase oder direkt an den VCO (13) gelegt wird, und das andere Ausgangssignal nach der Verstärkung in der umgekehrten Phase oder direct der variablen Kapazitätsdiode des Spurnachlauf- Bandpaßfilters (5) zugeführt wird, und daß die Stufenanzahl zum Verstärken jedes Differenz¬ ausgangssignals möglichst klein ist.
5. FM-Schwellenerweiterungs-Detektor- schaltung nach Anspruch 1 und 2, worin die AVR-Schaltung (2) auf einem Eingangspegel (Eingangspegel als Gruppe) von -60 dBm oder weniger arbeitet.
EP93921883A 1993-09-29 1993-09-29 Fm-schwellenerweiterungs-detektorschaltung Withdrawn EP0671073A1 (de)

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