JPH08503836A - Ｆｍスレッショルドエクステンション検波回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 帯域幅に比例する雑音と、帯域を狭くすることによって発生するトランケーションノイズと、信号レベルの変動によるミストラッキングによるノイズとを同時に低減することができるＦＭ検波回路を提供することを目的とし、このため、入力信号レベルが一定化されるＡＧＣ回路と、該ＡＧＣ回路に接続され前記入力信号の必要なレベルを得るための複数段の高周波増幅回路と、該増幅回路に接続されその増幅回路から入力されるＦＭ変調された信号に追従させ見かけ上その帯域を広くする中心周波数の変化する可変容量ダイオードを含むトラッキングバンドパスフィルタと、前記バンドパスフィルタに接続されたＰＬＬ検波回路とを備え、該ＰＬＬ検波回路から出力される信号を増幅し上記トラッキングバンドパスフィルタに帰還させるループを有することにより回路を形成した。

Description

【発明の詳細な説明】 ＦＭスレッショルドエクステンション検波回路 本発明はＦＭ変調された信号を検波する改善された検波回路に関するものであ り、特に弱信号レベルの復調に利用して効果を発揮する検波回路、具体的には衛 星を介した信号の復調に利用して好適な検波回路に関するものである。 従来のＰＬＬ検波回路は、図２に示す位相比較器21に、一例として図３に示す 波形のＦＭ変調された信号ＦＭ−ｓとＶＣＯ（Voltage Control Oscillator）24 の信号が位相比較器21に入力され、２つの信号の位相差に比例した電圧が位相比 較器21から出力され、直流増幅回路23で増幅されてＶＣＯ24に帰還されるように 、回路が構成されている。図２の従来回路では、一般に位相比較器21と直流増幅 回路23の間にローパスフィルタ（以下、L.P.Fという）22が挿入されており、該L .P.F22を経てＶＣＯ24に帰還された電圧そのものがＰＬＬ検波出力25として取り 出されるようになっている。従って、図２のＰＬＬ回路26は、これ自体が改善さ れたＦＭ検波回路として機能することが知られている。 しかしながら、例えば衛星を介して伝送される信号は地上における伝送レベル よりも小さいため、さらに改善されたＦＭ検波回路が望まれている。この点に関 しては、既に 良く知られているように、雑音電力Pnは、式Pn＝kTB（ｋ：ボルツマン定数、Ｔ ：絶対温度、Ｂ：帯域幅）で表わされ、帯域幅に比例するところから、この雑音 電力の低減を実現するためには、ＰＬＬ検波回路に入力されるまでの間に、ＦＭ 変調された信号の通過帯域を狭くし、C/N（キャリア／ノイズ）比の改善を図る 等の方法がとられている。 しかし、帯域幅を狭めると、図４に示すように、ＦＭ変調された信号ＦＭ−ｓ の深く変調された部分（図４の斜線で示した部分）の信号を切り取ってしまうこ とになるため、正確な信号が復調されず、新たな雑音（以下、トランケーション ノイズという）を発生する欠点があった。 即ち、必要とされる帯域（ＢＷ）は、ＢＷ＝ＦＭ変調の深さ（DEVIATION）＋ （映像信号の帯域幅×２）＋エネルギー拡散、であるので、この式を、ヨーロッ パで最も良く利用されているASTRA衛星を利用した衛星放送に適用して検討して みると、DEVIATION＝13.5MHz、映像信号帯域幅＝5.5MHz、エネルギー拡散＝2MHz であるから、必要とされる帯域ＢＷは、 ＢＷ＝13.5（MHz）＋5.5×２（MHz）＋２（MHz）≒26（MHz）で表わされる。 すなわち、26MHzの帯域が必要となる。ここでは、簡単化のため、の帯域ＢＷを1 /2の13MHzにすると、C/Nの改善は次式で表わされる。 C/N改善度（dB）＝−10log（実際の帯域／必要とされる帯域） ＝−10log（13/26） ＝３（dB） すなわち、３db改善されることになる。 しかしながら、上記手法によって雑音電力Pnの低減を図ると、トランケーショ ンノイズが増えるため、雑音電力Pnの低減とトラケーションノイズの抑制とはト レードオフの関係となっていた。さらに弱信号においては、位相比較器21に入力 されるＦＭ変調された信号ＦＭ−ｓのレベルは時々刻々の瞬時に変化するため、 位相比較器21が十分に働かない瞬間が発生する場合があるが、このような場合に はＰＬＬ検波回路26のミストラッキングによる雑音も発生するという欠点があっ た。 上記のような従来技術に鑑み、本発明が解決しようとする課題は、前述したよ うに帯域幅に比例する雑音と、帯域を狭くすることによって発生するトランケー ションノイズと、信号レベルの変動によるミストラッキングによるノイズとを同 時に低減することができるＦＭ検波回路を提供することにある。 ＦＭ変調された信号は、その時々刻々における各瞬間をとってみれば単一スペ クトルであるので、これを取り出すための帯域幅は非常に狭い帯域のB.P.Fで良 いことになる。従って、ＦＭ変調された信号の瞬間瞬間の単一スペクトルに対し て狭いB.P.Fが追従すれば、B.P.Fの帯域を狭くしても、変調された信号成分を切 り取ることなく正確な信号が復調できることになる。 本発明はこの観点に立ち、ＰＬＬ検波回路の直前に狭帯域特性をもつ可変容量 ダイオードで構成される狭帯域バンドパスフィルタ（以下、トラッキングB.P.F という）を配し、このB.P.FとＰＬＬ検波回路より出力される信号を増幅し、L.P .Fを介して前記トラッキングB.P.Fの可変容量ダイオードに帰還させることによ り、前記B.P.Fの見かけ上の帯域幅を広くして、上記の帯域幅に比例した雑音と トラケーションノイズの２つの雑音を低減すると共に、さらに十分な増幅の後に ＡＧＣ（Auto Gain Control）回路を設けることにより、弱信号時のレベルを一 定に保ちミストラッキングによるノイズを低減するようにしたのである。 即ち、本発明は、ＦＭ変調された信号と、可変容量ダイオードで構成されるＶ ＣＯの信号と、この２つの信号の位相差を検出する位相比較回路とフィルターと 差動型直流増幅器とで構成される位相検出回路と、位相検出回路から出力される 電圧を前記ＶＣＯに帰還させることにより構成されるＰＬＬ検波回路と、入力さ れるＦＭ変調された信号が一定レベルに保たれるＡＧＣ回路とＦＭ変調された入 力信号に同期し、かつ追従する可変容量ダイオードで構成されたトラッキングB. P.Fを具備させて、改善されたＰＬＬ検波回路を構成したのである。 ＰＬＬ検波回路の差動増幅増幅器から出力される信号の一方はＶＣＯに、他方 はトラッキングB.P.Fに、同時に印加することにより、ＶＣＯがＦＭ変調された 入力信号に追 従すると同時にトラッキングB.P.Fもその中心周波数を変化させ、ＦＭ変調され た入力信号に追従させることができるので、見かけ上の帯域を拡大させる。 次に、本発明の実施の一例を図により詳述する。図１において、図３に示した ようなＦＭ変調された信号ＦＭ−ｓは入力端子１に入力される。入力された信号 はＡＧＣ回路２で増幅され一定のレベルに整えられる。ここで、３はＡＧＣ端子 である。 次に、信号レベルがＡＧＣ回路２により一定化された入力信号は、高周波増幅 回路４において、必要なレベルまで増幅され、トラッキングB.P.F５に入力され る。本発明において、トラッキングB.P.F５がＡＧＣ回路２の後段に位置するこ とは大きな意味をもつ。即ち、トラッキングB.P.F５がＡＧＣ回路２の前段にあ ると、入力信号のレベルは時々刻々の瞬時に変化しているため、低レベルの入力 信号の場合は位相比較器12が働かないときがあるが、この場合には入力信号が再 生されないのでノイズとなって現れ、本発明の効果が得られなくなる。そこで、 本発明ではトラッキングB.P.F５をＡＧＣ回路２の後段に位置付けたので、上記 のようなことはなく、その意味でのこの順序は本発明の必要要件である。 トラッキングB.P.F５を通過した信号は位相比較器12の一方に入力され、ＰＬ Ｌ検波回路14に含まれているＶＣＯ13の信号がこの位相比較器12の他方に入力さ れる。トラッ キングB.P.F５から入力された信号の周波数とＶＣＯ13から入力された周波数が 異なる場合、位相比較器12から２つの入力周波数の位相差に比例した電圧が出力 され、この出力がL.P.F11を通り差動直流増幅器10を経て、該増幅器10の２つの 出力がそれぞれ増幅器９を介してＶＣＯ19に、また、増幅器６とL.P.F７を介し てトラッキングB.P.F５に、同時に印加され、入力信号周波数と同一になるまで 電圧が印加される。ここで、位置比較器12，L.P.F11，差動直流増幅回路10，増 幅器10，ＶＣＯ13によって、ＰＬＬ検波回路14を形成し、増幅器６とL.P.F７に より位相コントロール回路８を形成している。 上記のＰＬＬ検波回路14では、例えば、ＶＣＯ13の周波数が入力周波数よりも 低い場合、ＶＣＯ13の周波数が入力信号周波数と同じになるまでＶＣＯ13への電 圧は上り続け、同一周波数になると電圧は保持される（ＰＬＬ動作）。こ のとき位相比較器12から出力される電圧は入力された信号より90゜位相が遅れる 。 ここで、上記増幅器９と増幅器６の段数は最少であることも本発明においては 大きな意味がある。すなわち、ＶＣＯ13の周波数は入力信号の周波数に瞬時に同 期することはなく、必ず時間の遅れが生じる。この時間の遅れが大きいと時々刻 々に周波数が変化するＦＭ変調された信号に追従することができない。時間の遅 れが大きくなれば、帯域を広くする必要があるが、帯域を拡げると本発明の目的 であ るノイズ低減が図れないため、本発明の目的を達成できない。そこで本発明では 、増幅器６，９の段数を最小限の一段として時間遅れを抑制しているのである。 なお、差動直流増幅器10の出力が十分であるときは、前記増幅器６，９は必要で ない。 図６と図７を用いて時間の遅れと帯域幅の関係について詳述する。一般にＰＬ Ｌ検波回路の出力信号は、入力信号に対して90゜の位相遅れが生じる。従って、 トラッキングB.P.F５から位相比較器12に入力する入力信号の周波数がｆ₁であっ ても、ＶＣＯ13の周波数はｆ₂（ｆ₁＞ｆ₂）までしか変化していない。トラッキ ングB.P.F５にはこの90゜位相の遅れた周波数ｆ₂の信号が周波数ｆ₁の信号と同 時に印加されるので、この中心周波数はｆ₂となり、前記周波数ｆ₁より低い所に 同調する。従って、上記入力信号ｆ₁はトラッキングB.P.F５からはずれることに なる（図６参照）。これを補正するためにはトラッキングB.P.F５の時々刻々に おける瞬時の帯域を広くしなければならないこととなる（図６の一点鎖線の帯域 ）。この理由により、時間の遅れを最小にするために最小限一段の増幅が望まし く、この点も本発明の必須要件である。以上によりＦＭ変調された入力信号を狭 い帯域幅をもつトラッキングB.P.Fで見かけ上の帯域を広くすることができるの である（図５参照）。 本発明の上記実施例では、一例として、差動直流増幅回路10の一端をＶＣＯ13 のＯＳＣ（Oscillator）に、他端を トラッキングB.P.F５に帰還させるようにしたが、前記回路10の差動増幅におい て十分な利得が得られるか、もしくは、可変容量ダイオードの感度が十分な場合 には、前記ＯＳＣ端子から同相にてトラッキングB.P.F５に帰還させても同様の 効果が得られることは言うまてもない。 本発明は以上の通りであって、狭帯域のトラッキングB.P.FがＦＭ変調された 入力信号に追従して同調するようにしたので、信号を削り取ることなく正確な復 調が行われる。従って、課題とした２つのノイズ、及び、トラッキングミスによ るノイズを同時に低減乃至は抑制することができるので、ＦＭ復調用の検波回路 としてきわめて有用である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ［請求項１］ 入力信号レベルが一定化されるＡＧＣ回路と、該ＡＧＣ回路に 接続され前記入力信号の必要なレベルを得るための複数段の高周波増幅回路と、 該増幅回路に接続されその増幅回路から入力されるＦＭ変調された信号に追従さ せ見かけ上その帯域を広くする中心周波数の変化する可変容量ダイオードを含む トラッキングバンドパスフィルタと、前記バンドパスフィルタに接続されたＰＬ Ｌ検波回路とを備え、該ＰＬＬ検波回路から出力される信号を増幅し上記トラッ キングバンドパスフィルタに帰還させるループを有することを特徴とするＦＭス レッショルドエクステンション検波回路。 ［請求項２］ 請求項１におけるＡＧＣ回路の後段にはトラッキングバンドパ スフィルタが接続されていることを特徴とするＦＭスレッショルドエクステンシ ョン検波回路。 ［請求項３］ 請求項１におけるＰＬＬ検波出力とトラッキングバンドパスフ ィルタの間に位相補正可能なローパスフィルタを挿入したことを特徴とするＦＭ スレッショルドエクステンション検波回路。 ［請求項４］ 請求項１におけるＰＬＬ回路の検波出力は差動出力とし、その 一方を同相で増幅しもしくは直接ＶＣＯに、また、他方を逆相で増幅しもしくは 直接トラッキングバンドパスフィルタの可変容量ダイオードにそれぞれ 印加すると共に、夫々の差動出力の増幅段数を最小とすることを特徴とするＦＭ スレッショルドエクステンション検波回路。 ［請求項５］ 請求項１及び請求項２のＡＧＣ回路は−60dBm以下の入力レベ ル（セットとしての入力レベル）から動作することを特徴とするＦＭスレッショ ルドエクステンション検波回路。