JPS6351406B2 - - Google Patents
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- JPS6351406B2 JPS6351406B2 JP54161747A JP16174779A JPS6351406B2 JP S6351406 B2 JPS6351406 B2 JP S6351406B2 JP 54161747 A JP54161747 A JP 54161747A JP 16174779 A JP16174779 A JP 16174779A JP S6351406 B2 JPS6351406 B2 JP S6351406B2
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- voltage
- mixer
- phase
- control
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/24—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits
- H03D3/241—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits the oscillator being part of a phase locked loop
- H03D3/245—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits the oscillator being part of a phase locked loop using at least twophase detectors in the loop
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/2245—Homodyne or synchrodyne circuits using two quadrature channels
- H03D1/2254—Homodyne or synchrodyne circuits using two quadrature channels and a phase locked loop
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、位相制御回路を用いて変調された信
号を復調する方法であつて、この場合、変調され
た入力信号を混合器を用いて、電圧で制御される
発振器の出力信号と乗算するようにし該発振器の
制御電圧として低域通過フイルタを介して導かれ
る混合器の出力電圧を用いるようにした復調法に
関する。
号を復調する方法であつて、この場合、変調され
た入力信号を混合器を用いて、電圧で制御される
発振器の出力信号と乗算するようにし該発振器の
制御電圧として低域通過フイルタを介して導かれ
る混合器の出力電圧を用いるようにした復調法に
関する。
換言すれば本発明は、位相変調された信号も振
幅変調された信号も周波数変調された信号も、同
一の装置で復調できる構成を前提とする。即ち
AM信号もFM信号もPM信号もすべて同一の
PLL回路を用いて復調される構成を前提とする。
幅変調された信号も周波数変調された信号も、同
一の装置で復調できる構成を前提とする。即ち
AM信号もFM信号もPM信号もすべて同一の
PLL回路を用いて復調される構成を前提とする。
周知のように位相制御回路PLL（フエーズ・ロ
ツク・ループ）とは電圧制御発振器（VOC）の
瞬時位相を入力信号の瞬時位相に追従させる制御
系（広帯域PLL）かまたは電圧制御発振器の瞬
時位相を入力信号の搬送波スペクトル線の位相に
追従せしめる制御系（狭帯域PLL）である。
ツク・ループ）とは電圧制御発振器（VOC）の
瞬時位相を入力信号の瞬時位相に追従させる制御
系（広帯域PLL）かまたは電圧制御発振器の瞬
時位相を入力信号の搬送波スペクトル線の位相に
追従せしめる制御系（狭帯域PLL）である。
第１図は入力信号制限を伴わずに動作する
PLLの一例を示すブロツク回路図である。第１
図においてＭは混合器ないしミキサ、VOCは電
圧制御発振器、そしてTPは低域ろ波器である。
またRFは狭帯域PLLの場合にのみ投入される低
域通過特性を有する制御ろ波器である。
PLLの一例を示すブロツク回路図である。第１
図においてＭは混合器ないしミキサ、VOCは電
圧制御発振器、そしてTPは低域ろ波器である。
またRFは狭帯域PLLの場合にのみ投入される低
域通過特性を有する制御ろ波器である。
入力信号uEが次式で表わされるものとする。
uE（ｔ）＝u^Tsin（ωTｔ＋φ（ｔ）＋φT） (1)
ustがVOCの制御電圧でkpsがその変調感度を表
わすとすると次式が得られる。
わすとすると次式が得られる。
ups（ｔ）＝u^psCOS（ωpsｔ＋kps∫t 0u^ust（τ）d
τ＋
φps） (2) この場合、u^Tは入力信号の搬送波の振幅、ups
（ｔ）はPLLにおける電圧制御発振器VOC出力信
号、u^psは電圧制御発振器の出力信号の振幅、kps
は電圧制御発振器VOCの変調感度を示す。
τ＋
φps） (2) この場合、u^Tは入力信号の搬送波の振幅、ups
（ｔ）はPLLにおける電圧制御発振器VOC出力信
号、u^psは電圧制御発振器の出力信号の振幅、kps
は電圧制御発振器VOCの変調感度を示す。
上記uEおよびupsはミキサで乗算されて、その
結果次式で表わされる信号が得られる。
結果次式で表わされる信号が得られる。
uM（ｔ）＝kMuE（ｔ）ups（ｔ）
＝１／２kMu^Tu^ps｛sin（（ωT−ωps）ｔ＋φ（ｔ
）−kps∫t 0ust（τ）dτ−φps−φT） ＋sin（（ωT＋ωps）ｔ＋φ（ｔ）＋kps∫t 0ust（τ
）dτ＋φps＋φT）｝(3) この場合、uM（ｔ）は混合器Ｍの出力側に送出
される信号、kMは混合器Ｍの利得、u^Tは搬送波
振幅、u^psは電力制御発振器の出力信号の振幅、
ωTは入力信号の搬送波の角周波数、ωpsは電圧制
御発振器VOCの角周波数をそれぞれ表わす。低
域ろ波器TPを適当に設計することにより、和周
波数の電圧は抑圧され、次式で表わされる信号が
得られる。
）−kps∫t 0ust（τ）dτ−φps−φT） ＋sin（（ωT＋ωps）ｔ＋φ（ｔ）＋kps∫t 0ust（τ
）dτ＋φps＋φT）｝(3) この場合、uM（ｔ）は混合器Ｍの出力側に送出
される信号、kMは混合器Ｍの利得、u^Tは搬送波
振幅、u^psは電力制御発振器の出力信号の振幅、
ωTは入力信号の搬送波の角周波数、ωpsは電圧制
御発振器VOCの角周波数をそれぞれ表わす。低
域ろ波器TPを適当に設計することにより、和周
波数の電圧は抑圧され、次式で表わされる信号が
得られる。
uN（ｔ）＝１／２kMkVu^Tu^ps｛sin（ωT−ωps）ｔ＋
φ（ｔ）−kps∫t 0ust（τ）dτ−φps＋φT）｝(4) 発振器位相が入力信号の搬送波スペクトル線に
対してのみ追従せしめられる狭帯域PLLの場合
には制御ろ波器RFはuNの全てのスペクトル成分
を最低周波数の成分に至る迄ろ波しそして搬送波
周波数および発振器周波数が互いに充分な近似関
係にあるという前提条件では次式で表わされるよ
うな電圧信号が得られる。
φ（ｔ）−kps∫t 0ust（τ）dτ−φps＋φT）｝(4) 発振器位相が入力信号の搬送波スペクトル線に
対してのみ追従せしめられる狭帯域PLLの場合
には制御ろ波器RFはuNの全てのスペクトル成分
を最低周波数の成分に至る迄ろ波しそして搬送波
周波数および発振器周波数が互いに充分な近似関
係にあるという前提条件では次式で表わされるよ
うな電圧信号が得られる。
uus（ｔ）＝１／２kMkVu^Tu^ps｛sin（ωT−ωps）ｔ−
kps∫t 0ust（τ）−φps＋φT）｝(5) この(5)式の正弦関数の変数（（ωT−ωps））は電
圧制御発振器VOCを制御するための制御電圧が、
入力信号の搬送波周波数と電圧制御発振器の周波
数との差に依存して変化することを示す。
kps∫t 0ust（τ）−φps＋φT）｝(5) この(5)式の正弦関数の変数（（ωT−ωps））は電
圧制御発振器VOCを制御するための制御電圧が、
入力信号の搬送波周波数と電圧制御発振器の周波
数との差に依存して変化することを示す。
上記の方程式(5)は正確に解くことができる
（Blanchard、A.：Phase Locked Loops、John
Wiley ＆ Sons、New York、1976、Chapter
10.1参照）。従つて次の条件が成り立てば定常解
（もしくは停留解）が得られる。
（Blanchard、A.：Phase Locked Loops、John
Wiley ＆ Sons、New York、1976、Chapter
10.1参照）。従つて次の条件が成り立てば定常解
（もしくは停留解）が得られる。
｜ωT−ωps｜＜｜1/2kMkVkpsu^Tu^ps｜ (6)
従つて次のような定義が得られる。
ωP：＝｜１／２kMkVkpsu^ps｜u^T (7)
よつて式(6)から
｜ωT−ωps｜＜ωP (8)
パラメータωPは従つてPLLの動作に対し決定
的な意味を有する。
的な意味を有する。
式(5)を解く場合には次のような漸次値が設定さ
れる。
れる。
ωps→ωT (9)
φps→φT＋arcsinωps→ωT／ωP (10)
上の２つの式から式(8)で表わされた前提条件の
基にPLLは発振器周波数を入力信号の搬送波周
波数に追従せしめて搬送波位相と発振器位相との
間に一定の位相関係が形成される、言い換えるな
らばPLLが搬送波位相に「ロツクされる」こと
が明らかである。搬送波周波数および発振器周波
数が互いに充分な近似関係にある場合にはuEと
upsとの間の位相差はほぼ90゜である。従つて式(4)
および(5)で表わされた円関数の偏角は１よりも小
さくなければならない。従つてこれらの式は円関
数をその偏角で置き換えることによつて直線化す
ることができる、即ち次式が得られる。
基にPLLは発振器周波数を入力信号の搬送波周
波数に追従せしめて搬送波位相と発振器位相との
間に一定の位相関係が形成される、言い換えるな
らばPLLが搬送波位相に「ロツクされる」こと
が明らかである。搬送波周波数および発振器周波
数が互いに充分な近似関係にある場合にはuEと
upsとの間の位相差はほぼ90゜である。従つて式(4)
および(5)で表わされた円関数の偏角は１よりも小
さくなければならない。従つてこれらの式は円関
数をその偏角で置き換えることによつて直線化す
ることができる、即ち次式が得られる。
uN（ｔ）＝ωP／kps｛（ωT−ωps）ｔ−kps∫t 0ust（
τ）dτ−φps＋φT＋φ（ｔ）｝(11) ust（ｔ）＝ωP／kps｛（ωT−ωps）ｔ−kps∫t 0ust（
τ）dτ−φps＋φT｝(12) 微分することにより式(12)から次の微分方程式が
得られる。
τ）dτ−φps＋φT＋φ（ｔ）｝(11) ust（ｔ）＝ωP／kps｛（ωT−ωps）ｔ−kps∫t 0ust（
τ）dτ−φps＋φT｝(12) 微分することにより式(12)から次の微分方程式が
得られる。
ｕ〓st（ｔ）＋ωPust（ｔ）＝ωP／kps（ωT−ωps
）（13） これが遮断周波数ωP／2πを有する低域ろ波器
の方程式である。従つて低域ろ波器TPおよび制
御ろ波器RFのパラメータと共に量ωPも制御ルー
プの安定度に影響を与える。
）（13） これが遮断周波数ωP／2πを有する低域ろ波器
の方程式である。従つて低域ろ波器TPおよび制
御ろ波器RFのパラメータと共に量ωPも制御ルー
プの安定度に影響を与える。
広帯域PLLの場合には制御ろ波器RFは省略さ
れる。ろ波器RFの機能に関して低域ろ波器TPか
ら推定される。ロツク状態にある場合には式(4)も
しくは(11)から微分して、 ｕ〓st（ｔ）＋ωPust（ｔ）＝ωP／kps｛（ωT−ωps
）＋φ （ｔ）｝ （14） この場合にも制御ループの安定性もしくは安定
度に影響を及ぼす遮断周波数ωP／2πの一義的な
低域通過特性が前提条件となつている。狭帯域
PLLの場合とは反対に｜φ〓（ｔ）｜が充分に小さい
時には近似的に次の漸次値が設定される。
れる。ろ波器RFの機能に関して低域ろ波器TPか
ら推定される。ロツク状態にある場合には式(4)も
しくは(11)から微分して、 ｕ〓st（ｔ）＋ωPust（ｔ）＝ωP／kps｛（ωT−ωps
）＋φ （ｔ）｝ （14） この場合にも制御ループの安定性もしくは安定
度に影響を及ぼす遮断周波数ωP／2πの一義的な
低域通過特性が前提条件となつている。狭帯域
PLLの場合とは反対に｜φ〓（ｔ）｜が充分に小さい
時には近似的に次の漸次値が設定される。
ωps→ωT＋φ〓（ｔ） （15）
φps→φT＋arcsinωT＋φ〓（ｔ）−ωps／ωP （16）
従つて広帯域PLLの場合には狭帯域PLLの場
合と逆にVOC信号の瞬時位相は搬送波位相では
なく入力信号の瞬時位相に対して調整される。広
帯域PLLの位相ロツクのためには式(8)ではなく、
次のような制限条件が満たされねばならない。
合と逆にVOC信号の瞬時位相は搬送波位相では
なく入力信号の瞬時位相に対して調整される。広
帯域PLLの位相ロツクのためには式(8)ではなく、
次のような制限条件が満たされねばならない。
｜ωT−ωps±φ〓（ｔ）｜＜ωP （17）
広帯域PLLの場合にもまた狭帯域PLLの場合
にも位相ロツクおよびループ安定制に対するωP
の上に述べたような有意味性に加えて、この量は
また多くの場合PLLで得られた信号の爾後処理
においても決定的な役割を演ずる。これについて
説明するために、次に３つの例について論ずる。
にも位相ロツクおよびループ安定制に対するωP
の上に述べたような有意味性に加えて、この量は
また多くの場合PLLで得られた信号の爾後処理
においても決定的な役割を演ずる。これについて
説明するために、次に３つの例について論ずる。
狭帯域PLLは周知のように入力信号が小さな
変調度で位相変調されている場合にはPM復調器
として利用することができる。即ち式(9)および(10)
からVOCが搬送波周波数に同調して位相ロツク
された場合には発振器信号は次式で表わされるよ
うになる。
変調度で位相変調されている場合にはPM復調器
として利用することができる。即ち式(9)および(10)
からVOCが搬送波周波数に同調して位相ロツク
された場合には発振器信号は次式で表わされるよ
うになる。
ups（ｔ）＝u^psCOS（ωTｔ＋φT （18）
従つて低域ろ波器TPを通した後の電圧uN（ｔ）
に対しては次式が成り立つ。
に対しては次式が成り立つ。
ｕ（ｔ）＝ωP／kpssinφ（ｔ） （19）
値｜φ（ｔ）｜≪｜の場合には近似的に次式が成
り立つ。
り立つ。
ｕ（ｔ）ωP／kpsφ（ｔ） （20）
従つて低域ろ波器出力端には復調された信号が
現われ、そしてまた該出力信号の振幅は直接ωP
に依存することが判る。
現われ、そしてまた該出力信号の振幅は直接ωP
に依存することが判る。
周知のように狭帯域PLLはまたAM信号の同期
復調にも用いることができる。第２図はこのよう
な復調器のブロツク回路図である。
復調にも用いることができる。第２図はこのよう
な復調器のブロツク回路図である。
振幅変調されている入力信号は次のように表わ
すことができる。
すことができる。
uE、AM（ｔ）＝u^T（１＋ｍ（ｔ））sin（ωTｔ＋φT）
（21） 但し、 ‖ｍ（ｔ）‖｜ この場合‖ｍ（ｔ）‖は、ｍ（ｔ）の絶対値の最
大値を表わす。ｍ（ｔ）のスペクトルに含まれて
いる周波数が最小値fnio＞０を下廻らない場合に
は制御ろ波器RFを適当に構成することにより式
(12)からVCOを入力信号搬送周波数に追従させそ
してVCO位相を漸近的に式(10)によつて与えられ
る値に設定する制御信号を得ることができる。従
つて位相ロツクされた状態でしかもVOC定常周
波数が搬送波周波数に同調している場合には
VOC信号は式（18）で与えられる。この信号か
ら90゜の移相後に次式で表わされるuQ（ｔ）が得ら
れる。
（21） 但し、 ‖ｍ（ｔ）‖｜ この場合‖ｍ（ｔ）‖は、ｍ（ｔ）の絶対値の最
大値を表わす。ｍ（ｔ）のスペクトルに含まれて
いる周波数が最小値fnio＞０を下廻らない場合に
は制御ろ波器RFを適当に構成することにより式
(12)からVCOを入力信号搬送周波数に追従させそ
してVCO位相を漸近的に式(10)によつて与えられ
る値に設定する制御信号を得ることができる。従
つて位相ロツクされた状態でしかもVOC定常周
波数が搬送波周波数に同調している場合には
VOC信号は式（18）で与えられる。この信号か
ら90゜の移相後に次式で表わされるuQ（ｔ）が得ら
れる。
uQ（ｔ）＝u^pssin（ωTｔ＋φT） （23）
ミキサM2において電圧uQ（ｔ）は入力信号を乗
ぜられ、従つて次のようなミキサ出力電圧が得ら
れる。
ぜられ、従つて次のようなミキサ出力電圧が得ら
れる。
uM2（ｔ）＝kM2u^psu^T（１＋ｍ（ｔ））sin2（ωTｔ＋
φT）＝１／２KM2u^psu^T（１＋ｍ（ｔ））（１−cos（
2ωTｔ＋2φT））
（24） ミキサは実際には乗算器として構成される。低
域ろ波器TP2を2fTに近似する周波数を有する信
号が充分に強くそしてNF帯域の周波数を有する
信号が実質的に減衰されない低域ろ波器TP2を設
計すればTP2の出力からは次式で表わされる信号
が得られる。
φT）＝１／２KM2u^psu^T（１＋ｍ（ｔ））（１−cos（
2ωTｔ＋2φT））
（24） ミキサは実際には乗算器として構成される。低
域ろ波器TP2を2fTに近似する周波数を有する信
号が充分に強くそしてNF帯域の周波数を有する
信号が実質的に減衰されない低域ろ波器TP2を設
計すればTP2の出力からは次式で表わされる信号
が得られる。
uM2（ｔ）＝１／２kM2kV2u^psu^T（１＋ｍ（ｔ））（25
） ミキサM1およびM2ならびに低域ろ波ブロツク
TP1およびTP2の増幅率は一定に設定されてい
る。従つて次のような不変の関係が定められる。
） ミキサM1およびM2ならびに低域ろ波ブロツク
TP1およびTP2の増幅率は一定に設定されてい
る。従つて次のような不変の関係が定められる。
kAM＝kM2kV2／｜kM1kV1kps｜ （26）
従つて、
uAM（ｔ）＝kAMωP（１＋ｍ（ｔ）） （27）
この様にして低域ろ波器TP2の出力端には直流電
圧が重畳されている復調された信号が表われる。
ここでもまた出力信号の振幅はパラメータωPを
媒体として入力信号の搬送波振幅に依存すること
が判る。
圧が重畳されている復調された信号が表われる。
ここでもまた出力信号の振幅はパラメータωPを
媒体として入力信号の搬送波振幅に依存すること
が判る。
要約的に説明すれば、ミキサM2において式
（21）に示される振幅変調された入力信号 uE、AM（ｔ）＝u^T（１＋ｍ（ｔ））sin（ωTｔ＋φT） を式（23）に示される信号 uQ（ｔ）＝u^pssin（ωTｔ＋φT） と乗算することにより、低域ろ波器TP2の出力端
に、入力信号の搬送波振幅に依存する復調され
た、式（27）に示される信号 uAM（ｔ）＝kAMωP（１＋ｍ（ｔ）） が送出されるようになる。このようなAM被変調
波の復調の場合の、信号成分そのものを制御信号
に使用する回路構成とPLL回路との有機的な相
互の組み合わせ接続により、PLL回路の入力側
で振幅制御を行なわない、位相制御回路の制御特
性、安定性およびＳ／Ｎに関して改善された位相
制御回路を有する復調装置が簡単に構成される。
（21）に示される振幅変調された入力信号 uE、AM（ｔ）＝u^T（１＋ｍ（ｔ））sin（ωTｔ＋φT） を式（23）に示される信号 uQ（ｔ）＝u^pssin（ωTｔ＋φT） と乗算することにより、低域ろ波器TP2の出力端
に、入力信号の搬送波振幅に依存する復調され
た、式（27）に示される信号 uAM（ｔ）＝kAMωP（１＋ｍ（ｔ）） が送出されるようになる。このようなAM被変調
波の復調の場合の、信号成分そのものを制御信号
に使用する回路構成とPLL回路との有機的な相
互の組み合わせ接続により、PLL回路の入力側
で振幅制御を行なわない、位相制御回路の制御特
性、安定性およびＳ／Ｎに関して改善された位相
制御回路を有する復調装置が簡単に構成される。
周知のように広帯域PLLによればFM復調を達
成することができる。回路はその場合第１図に示
すようになり、制御ろ波器RFは用いられないも
のとする。出力としては出力電圧uN（ｔ）を有す
する低域ろ波器TPの出力が選ばれる。入力信号
は式(1)の場合と同様に次式で表わされるものとす
る。
成することができる。回路はその場合第１図に示
すようになり、制御ろ波器RFは用いられないも
のとする。出力としては出力電圧uN（ｔ）を有す
する低域ろ波器TPの出力が選ばれる。入力信号
は式(1)の場合と同様に次式で表わされるものとす
る。
uE（ｔ）＝u^Tsin（ωTｔ＋φ（ｔ）＋φT） （28）
この場合伝送される情報内容はφ（ｔ）の時間
微分の形態で含まれている。
微分の形態で含まれている。
式（14）からVOCが位相ロツクされている状
態でしかもVOCが入力信号の搬送波周波数に同
調している場合には次式が成り立つ。
態でしかもVOCが入力信号の搬送波周波数に同
調している場合には次式が成り立つ。
１／ωPu〓st（ｔ）＋ust（ｔ）＝１／kpsφ〓（ｔ）（
29） 電圧ust（ｔ）は従つて、入力電圧φ〓（ｔ）／kps
を供給されそして遮断周波数ωP／2πを有する低
域ろ波器の出力電圧として取り出すことができ
る。従つてωPが充分に大きい場合にはust（ｔ）＝
uN（ｔ）が入力信号の搬送波振幅に依存しない復
調された情報となる。しかしながらなお遮断周波
数ωPを超えている場合には搬送波振幅の影響は
無視できない。即ちωP／2πがfNFnaxよりも小さい
場合には情報に著しい歪みが生ずることが予想さ
れる。
29） 電圧ust（ｔ）は従つて、入力電圧φ〓（ｔ）／kps
を供給されそして遮断周波数ωP／2πを有する低
域ろ波器の出力電圧として取り出すことができ
る。従つてωPが充分に大きい場合にはust（ｔ）＝
uN（ｔ）が入力信号の搬送波振幅に依存しない復
調された情報となる。しかしながらなお遮断周波
数ωPを超えている場合には搬送波振幅の影響は
無視できない。即ちωP／2πがfNFnaxよりも小さい
場合には情報に著しい歪みが生ずることが予想さ
れる。
上に述べた例は回路動作の満足すべき結果に対
するωPの大きな影響を示すものである。
するωPの大きな影響を示すものである。
従来より久しく知られている解決方法において
は入力信号の搬送波振幅に対するPLLの依存性
は位相変調された信号を処理する場合、制限帯域
ろ波器（リミター帯域ろ波器）を前置接続するこ
とにより対処している。リミターもしくは制限器
を装入する場合には該リミターの前にさらに選択
度の大きいフイルタもしくはろ波器を接続しなけ
ればならない。さもなければリミターがその振幅
安定化された動作を果たさないからである。リミ
ターの非線形特性極端であるために、相互変調と
いう問題が惹起する。さらにリミターもしくは制
限器はPLL内部の信号−雑音器を劣化する
（Springett、J.C.Simon、M.K.：An Analysis
of the Phase Coherent−Incoherent Output of
the Bandpass Limiter、IEEE Trans.Comm.
Techn.、vol.COM−19、No.１ Feb.1971、PP.42
−49参照）。振幅変調信号を取り扱う場合には従
来PLLの前に自動増幅率制御要素が接続されて
いた。
は入力信号の搬送波振幅に対するPLLの依存性
は位相変調された信号を処理する場合、制限帯域
ろ波器（リミター帯域ろ波器）を前置接続するこ
とにより対処している。リミターもしくは制限器
を装入する場合には該リミターの前にさらに選択
度の大きいフイルタもしくはろ波器を接続しなけ
ればならない。さもなければリミターがその振幅
安定化された動作を果たさないからである。リミ
ターの非線形特性極端であるために、相互変調と
いう問題が惹起する。さらにリミターもしくは制
限器はPLL内部の信号−雑音器を劣化する
（Springett、J.C.Simon、M.K.：An Analysis
of the Phase Coherent−Incoherent Output of
the Bandpass Limiter、IEEE Trans.Comm.
Techn.、vol.COM−19、No.１ Feb.1971、PP.42
−49参照）。振幅変調信号を取り扱う場合には従
来PLLの前に自動増幅率制御要素が接続されて
いた。
PLL以前に振幅制御することも既に試みられ
ている（Blanchard、A.：Phase Locked
Loops、John Wiley ＆ Sons、New−York、
1976、Chapter 11.2.1：Jaffee、R.Rechtin、
E.：Design and Performance Over ａ Wide
Range of Input Signal and Noise Levels、
IRE Trans.Inform.Theory、vol.IT−１、66−
76、Mar.1955参照）。
ている（Blanchard、A.：Phase Locked
Loops、John Wiley ＆ Sons、New−York、
1976、Chapter 11.2.1：Jaffee、R.Rechtin、
E.：Design and Performance Over ａ Wide
Range of Input Signal and Noise Levels、
IRE Trans.Inform.Theory、vol.IT−１、66−
76、Mar.1955参照）。
従つて本発明の課題は位相制御回路の制御特
性、安定性および信号−雑音比に関し改良された
位相制御回路を有する復調法を提供することにあ
る。
性、安定性および信号−雑音比に関し改良された
位相制御回路を有する復調法を提供することにあ
る。
上記の課題は本発明によれば次のようにして解
決される。即ち、電圧制御発振器の出力信号の振
幅、電圧制御発振器の変調感度、低域ろ波器の電
圧増幅度およびミキサの利得から形成される位相
制御回路のパラメータのうちの少なくとも１つの
パラメータを、上記パラメータと搬送波振幅との
積が所望の一定値となるようにすることにより解
決される。
決される。即ち、電圧制御発振器の出力信号の振
幅、電圧制御発振器の変調感度、低域ろ波器の電
圧増幅度およびミキサの利得から形成される位相
制御回路のパラメータのうちの少なくとも１つの
パラメータを、上記パラメータと搬送波振幅との
積が所望の一定値となるようにすることにより解
決される。
本発明の実施例によれば、入力信号の搬送波振
幅の値に関する情報を、混合器、低域通過濾波器
および制御フイルタから成るチエーン回路から構
成されるAM復調器を用いて取り出すようにし、
この場合、混合器へ入力信号および局部発振器信
号を供給して、制御フイルタの出力側に搬送波振
幅に比例する信号が送出されるようにしたのであ
る。
幅の値に関する情報を、混合器、低域通過濾波器
および制御フイルタから成るチエーン回路から構
成されるAM復調器を用いて取り出すようにし、
この場合、混合器へ入力信号および局部発振器信
号を供給して、制御フイルタの出力側に搬送波振
幅に比例する信号が送出されるようにしたのであ
る。
さらに電圧で制御される発振器の出力信号を
AM復調器の出力信号と共に制御増幅器へ供給す
るようにし、該制御増幅器の制御された出力電圧
を位相を90゜ずらしてAM復調器の混合器へ供給
するようにしたのである。
AM復調器の出力信号と共に制御増幅器へ供給す
るようにし、該制御増幅器の制御された出力電圧
を位相を90゜ずらしてAM復調器の混合器へ供給
するようにしたのである。
さらに低域通過濾波器の出力信号を混合器にお
いてAM復調器の反転された出力信号と乗算する
ようにし、この場合、電圧制御される発振器の出
力信号を位相を90゜ずらしてAM復調器の混合器
へ供給するようにしたのである。
いてAM復調器の反転された出力信号と乗算する
ようにし、この場合、電圧制御される発振器の出
力信号を位相を90゜ずらしてAM復調器の混合器
へ供給するようにしたのである。
さらに電圧で制御される発振器における変調増
幅器に、AM復調器の出力信号を供給するように
したのである。
幅器に、AM復調器の出力信号を供給するように
したのである。
さらに混合器の利得を制御するためにAM復調
器の出力信号を混合器へ供給するようにし、電圧
で制御される発振器の出力信号の位相を90゜ずら
してAM復調器の混合器へ供給するようにしたの
である。
器の出力信号を混合器へ供給するようにし、電圧
で制御される発振器の出力信号の位相を90゜ずら
してAM復調器の混合器へ供給するようにしたの
である。
本発明の本質的な利点はPLL以前に振幅制御
をすることによる上述したような欠点を伴わずに
所望の等級の復調器、いわゆる「適応形」復調器
を構成できる点にある。
をすることによる上述したような欠点を伴わずに
所望の等級の復調器、いわゆる「適応形」復調器
を構成できる点にある。
式（29）から明らかなように、広帯域PLL−
FM変調器は遮断周波数ωP／2πを有する低域ろ波
器のように動作する。従来より知られているFM
変調器では入力信号の信号−雑音比が復調器閾値
を下廻つた場合には復調がもはや不可能となる程
に出力側の信号雑音比が劣化していた。「適応形」
PLL復調器では予め定められた条件下で閾値レ
ベルを下げるために低域ろ波特性が利用される。
FM変調器は遮断周波数ωP／2πを有する低域ろ波
器のように動作する。従来より知られているFM
変調器では入力信号の信号−雑音比が復調器閾値
を下廻つた場合には復調がもはや不可能となる程
に出力側の信号雑音比が劣化していた。「適応形」
PLL復調器では予め定められた条件下で閾値レ
ベルを下げるために低域ろ波特性が利用される。
閾値の改善は、量ωPを次のように、u^Tに依存
して制御もしくは調整することにより行われる。
即ち、入力信号振幅が予め定められた値u^Tnioより
低くなつた場合にωPをu^Tで単調に減少させる。
またu^Tu^Tnioの場合にはωPをωPpに等しくする。
ここでωPpはシステム仕様を維持するのに最小の
値とする。u^Tがu^Tnioより減少すると、自動的に
NF帯域幅は小さくなる、したがつてNF雑音レ
ベルも減少する。したがつてNF情報帯域幅を犠
牲にすれば出力側の信号−雑音比が改善される。
このようにして適応性復調器は、従来の復調器で
は不可能なような場合でも（制限された情報帯域
幅ではあるが）動作することができる。
して制御もしくは調整することにより行われる。
即ち、入力信号振幅が予め定められた値u^Tnioより
低くなつた場合にωPをu^Tで単調に減少させる。
またu^Tu^Tnioの場合にはωPをωPpに等しくする。
ここでωPpはシステム仕様を維持するのに最小の
値とする。u^Tがu^Tnioより減少すると、自動的に
NF帯域幅は小さくなる、したがつてNF雑音レ
ベルも減少する。したがつてNF情報帯域幅を犠
牲にすれば出力側の信号−雑音比が改善される。
このようにして適応性復調器は、従来の復調器で
は不可能なような場合でも（制限された情報帯域
幅ではあるが）動作することができる。
このような特性を適応性と名付けている。
ωPの調整または制御により大きなダイナミツ
ク・レンジが得られる。原理的には適応形復調器
はωPまたはu^Tの調整または制御を伴わずに動作
し得る。しかしながら、その場合には安定性上の
問題が顕著になる。
ク・レンジが得られる。原理的には適応形復調器
はωPまたはu^Tの調整または制御を伴わずに動作
し得る。しかしながら、その場合には安定性上の
問題が顕著になる。
類似の適応性復調器を広帯域または狭帯域PM
用に構成することができる。
用に構成することができる。
従来では、FMまたはPM系統の前の段階で振
幅制限を行うことが常に必要であると考えられて
いた訳であるから、上記のような適応形動作は従
来では認識されていなかつたと考えてよい。本発
明によるPLL制御によつて始めてこの概念が最
適に実現できるのである。PLLは位相ジツタを
検出することもできる。
幅制限を行うことが常に必要であると考えられて
いた訳であるから、上記のような適応形動作は従
来では認識されていなかつたと考えてよい。本発
明によるPLL制御によつて始めてこの概念が最
適に実現できるのである。PLLは位相ジツタを
検出することもできる。
以下、添付図面に示した実施例を参照して詳細
に説明する。
に説明する。
位相制御回路のパラメータおよび入力信号の搬
送波振幅から求められるωP＝｜１／２kMkpskVu^ps｜ u^Tは一定に保持されて、それにより本発明に従つ
てパラメータkM、kps、kVおよびu^psのうちの少な
くとも１つのパラメータがu^Tに逆比例関係で変動
される。このパラメータを正しい仕方で制御もし
くは調整できるようにするためには量u^Tに関する
情報を得なければならない。この情報は基本的に
は隣接のチヤンネル信号が入力側で情報を誤らせ
ないように選択的にコーヒレントなまたは非コー
ヒレントな振幅復調を行うことによつて得ること
ができる。
送波振幅から求められるωP＝｜１／２kMkpskVu^ps｜ u^Tは一定に保持されて、それにより本発明に従つ
てパラメータkM、kps、kVおよびu^psのうちの少な
くとも１つのパラメータがu^Tに逆比例関係で変動
される。このパラメータを正しい仕方で制御もし
くは調整できるようにするためには量u^Tに関する
情報を得なければならない。この情報は基本的に
は隣接のチヤンネル信号が入力側で情報を誤らせ
ないように選択的にコーヒレントなまたは非コー
ヒレントな振幅復調を行うことによつて得ること
ができる。
第３図はミキサM2低域ろ波器TPSおよび制御
ろ波器RF2のチエーン回路Ｄから構成されたAM
復調回路の基本的構成を示す。入力信号uE（ｔ）
はミキサM2で局部発振器信号uLp（ｔ）を乗ぜら
れる。即ち uM2（ｔ）＝kM2uLp（ｔ）uE（ｔ） （30） 低域ろ波器TPSは高い選択度を有さねばなら
ない。その帯域幅は、HFチヤンネル幅より小さ
いかまたはそれに等しくなければならない。この
ようにすれば隣接チヤンネル信号が低域ろ波出力
信号uTPS（ｔ）に影響を及ぼすことは避けられる、 uE＝u^T（１＋ｍ（ｔ））sin（ωTｔ＋φ（ｔ）＋φT）
（31） および uLp（ｔ）＝u^Lpsin（ωTｔ＋φLp） （32） から uTPS（ｔ）＝１／２kM2kSu^Tu^Lp（１＋ｍ（ｔ））cos
（φ（ｔ）＋φT−φLp）（33） この信号は選択性制御ろ波器RF2において時間
変数成分だけが調整もしくは制御信号uRF2として
残るように処理しなければならない。これは例え
ば電圧２乗平均値の平方根（実効値）を求めるこ
とによつて実現することができる。したがつて uRF2＝１／２kM2kSkRF2u^Tu^Lp （34） このようにしてu^Tに比例する量が検出される。
ろ波器RF2のチエーン回路Ｄから構成されたAM
復調回路の基本的構成を示す。入力信号uE（ｔ）
はミキサM2で局部発振器信号uLp（ｔ）を乗ぜら
れる。即ち uM2（ｔ）＝kM2uLp（ｔ）uE（ｔ） （30） 低域ろ波器TPSは高い選択度を有さねばなら
ない。その帯域幅は、HFチヤンネル幅より小さ
いかまたはそれに等しくなければならない。この
ようにすれば隣接チヤンネル信号が低域ろ波出力
信号uTPS（ｔ）に影響を及ぼすことは避けられる、 uE＝u^T（１＋ｍ（ｔ））sin（ωTｔ＋φ（ｔ）＋φT）
（31） および uLp（ｔ）＝u^Lpsin（ωTｔ＋φLp） （32） から uTPS（ｔ）＝１／２kM2kSu^Tu^Lp（１＋ｍ（ｔ））cos
（φ（ｔ）＋φT−φLp）（33） この信号は選択性制御ろ波器RF2において時間
変数成分だけが調整もしくは制御信号uRF2として
残るように処理しなければならない。これは例え
ば電圧２乗平均値の平方根（実効値）を求めるこ
とによつて実現することができる。したがつて uRF2＝１／２kM2kSkRF2u^Tu^Lp （34） このようにしてu^Tに比例する量が検出される。
局部発振器Loが常に入力信号と同期して動作
している場合には、u^Tに比例する量は簡単に求め
ることができる。即ちこの場合には次式がなり立
つ。
している場合には、u^Tに比例する量は簡単に求め
ることができる。即ちこの場合には次式がなり立
つ。
cos（φ（ｔ）＋φT−φLp）１ （35）
即ち、
uTPS＝１／２kM2kSu^Tu^Lp（１＋ｍ（ｔ）） （36）
充分に小さい帯域幅の制御フイルタもしくはろ
波器RF2を用いてのろ波により次式で表わされる
信号が得られる。
波器RF2を用いてのろ波により次式で表わされる
信号が得られる。
uRF2＝１／２kM2kSu^Tu^LpkRF2 （37）
この信号の爾後の処理は、パラメータkM、kV、
kpsまたはu^psのうちどのパラメータを制御すべき
かによつて左右される。
kpsまたはu^psのうちどのパラメータを制御すべき
かによつて左右される。
VCOの制御の場合にはコーヒレントなAM復
調が用いられる。第４図はこのように制御される
PLLのブロツク回路図を示す。
調が用いられる。第４図はこのように制御される
PLLのブロツク回路図を示す。
ブロツクM1、TP1、RF1およびVOCが本来の
PLLを形成している。PLL動作の場合には、制
御増幅器RVは発振器に属すると見做すことがで
きる。信号ups,2は信号ups,1に対して90゜移相されて
いる。位相ロツク状態にある場合には、したがつ
てブロツクM2およびTPSによりコーヒレントな
AM復調が行われる。ブロツクRF2においては、
制御増幅器を制御する情報が得られる。電圧uspll
によつてωPの目標値を設定することができる。
PLLを形成している。PLL動作の場合には、制
御増幅器RVは発振器に属すると見做すことがで
きる。信号ups,2は信号ups,1に対して90゜移相されて
いる。位相ロツク状態にある場合には、したがつ
てブロツクM2およびTPSによりコーヒレントな
AM復調が行われる。ブロツクRF2においては、
制御増幅器を制御する情報が得られる。電圧uspll
によつてωPの目標値を設定することができる。
第２番目の方法として、PLLのNF路における
利得の制御がある。これは例えば、低域ろ波ブロ
ツクTP1における電圧増幅器kV1を変動すること
により行うことができる。この場合 kV1＝lim〓→0uTP1（ω）／uM1（ω） であり、uTP1（ω）およびuM1（ω）は角周波数ω
に依存する低域ろ波出力信号および低域ろ波入力
信号である。
利得の制御がある。これは例えば、低域ろ波ブロ
ツクTP1における電圧増幅器kV1を変動すること
により行うことができる。この場合 kV1＝lim〓→0uTP1（ω）／uM1（ω） であり、uTP1（ω）およびuM1（ω）は角周波数ω
に依存する低域ろ波出力信号および低域ろ波入力
信号である。
変調感度kpsの増大もVCOに設けられた変調増
幅器を制御することによりNF路において同様に
行うことができよう。
幅器を制御することによりNF路において同様に
行うことができよう。
変調感度kpsは次のように定義される。ωps（ｔ）
がVCOの瞬時角周波数を表わし、そしてust（ｔ）
がその制御電圧であるとすると（ustの変動が充
分に緩慢である場合）次式がなり立つ kps：＝dωps／dust uN（ｔ）を取出す以前電圧増幅度kVの制御もし
くは調整機能を備えた例が第５図にブロツクダイ
ヤグラムで示されている。ブロツクM1、TP1、
RF1およびVCOはこの場合にも本来のPLLを形
成している。乗算器M3は、可変の利得を有する
NF増幅器としかつまたブロツクTP1に属する増
幅器と見做すことができる。AM復調は先に述べ
た回路の場合と同様にブロツクＤで行われる。前
に述べた例と異なつて情報uRF2は割算器ブロツク
DIVを用いて反転される必要がある。電圧uspllを
用いて割算器の出力にuRF2の重み付けされた逆数
値が得られる。このようにして得られた信号uRは
次式で表わされる。
がVCOの瞬時角周波数を表わし、そしてust（ｔ）
がその制御電圧であるとすると（ustの変動が充
分に緩慢である場合）次式がなり立つ kps：＝dωps／dust uN（ｔ）を取出す以前電圧増幅度kVの制御もし
くは調整機能を備えた例が第５図にブロツクダイ
ヤグラムで示されている。ブロツクM1、TP1、
RF1およびVCOはこの場合にも本来のPLLを形
成している。乗算器M3は、可変の利得を有する
NF増幅器としかつまたブロツクTP1に属する増
幅器と見做すことができる。AM復調は先に述べ
た回路の場合と同様にブロツクＤで行われる。前
に述べた例と異なつて情報uRF2は割算器ブロツク
DIVを用いて反転される必要がある。電圧uspllを
用いて割算器の出力にuRF2の重み付けされた逆数
値が得られる。このようにして得られた信号uRは
次式で表わされる。
uR＝ｋuspll／uT
ミキサM3で電圧uTP1にuRを乗ずることにより
ωPに対するu^Tの影響は除去される。AM情報を取
出す必要がない場合にはミキサM4を省略するこ
とができる。
ωPに対するu^Tの影響は除去される。AM情報を取
出す必要がない場合にはミキサM4を省略するこ
とができる。
電圧uspllで信号uRを重み付けすることによつて
ωPの目標値を設定することができる。
ωPの目標値を設定することができる。
さらにミキサM1の利得kM1を制御することも可
能である。その回路例が第６図に示されている。
この回路においては、AM復調器Ｄの出力信号
uRF2は、ミキサM1の利得kM1を制御するために該
ミキサM1に印加される。第６図の回路において
は信号uRF2はまたAM復調器のミキサM2の利得
kM2の制御にも用いられる。なおミキサの利得の
定義および意味は式(3)から明らかである。
能である。その回路例が第６図に示されている。
この回路においては、AM復調器Ｄの出力信号
uRF2は、ミキサM1の利得kM1を制御するために該
ミキサM1に印加される。第６図の回路において
は信号uRF2はまたAM復調器のミキサM2の利得
kM2の制御にも用いられる。なおミキサの利得の
定義および意味は式(3)から明らかである。
第１図は位相制御回路のブロツク・ダイヤグラ
ム、第２図はPLL搬送波回復機能を有するAM復
調器を示すブロツク・ダイヤグラム、第３図は入
力信号の搬送波振幅を求めるための回路を示すブ
ロツク・ダイヤグラム、第４図は電圧制御発振器
の出力信号の振幅を制御するための回路を示すブ
ロツク・ダイヤグラム、第５図は低域ろ波回路に
おける電圧増幅度を制御するための回路を示すブ
ロツク・ダイヤグラム、そして第６図はミキサの
利得の制御回路のブロツク・ダイヤグラムであ
る。 PLL……位相制御回路、VCO……電圧制御発
振器、Ｍ……ミキサ、TP……低域ろ波器、RF…
…制御ろ波器、Ｄ……チエーン回路、DIV……割
算器。
ム、第２図はPLL搬送波回復機能を有するAM復
調器を示すブロツク・ダイヤグラム、第３図は入
力信号の搬送波振幅を求めるための回路を示すブ
ロツク・ダイヤグラム、第４図は電圧制御発振器
の出力信号の振幅を制御するための回路を示すブ
ロツク・ダイヤグラム、第５図は低域ろ波回路に
おける電圧増幅度を制御するための回路を示すブ
ロツク・ダイヤグラム、そして第６図はミキサの
利得の制御回路のブロツク・ダイヤグラムであ
る。 PLL……位相制御回路、VCO……電圧制御発
振器、Ｍ……ミキサ、TP……低域ろ波器、RF…
…制御ろ波器、Ｄ……チエーン回路、DIV……割
算器。
Claims (1)
- １ 位相制御回路を用いて変調された信号を復調
する方法であつて、この場合、変調された入力信
号を混合器を用いて、電圧で制御される発振器の
出力信号と乗算するようにし、該発振器の制御電
圧として、低域通過フイルタを介して導かれる混
合器の出力電圧を用いるようにした復調法におい
て、電圧で制御される発振器（VCO）の出力信
号（ups）の振幅、電圧で制御される発振器の変
調感度（kps）、低域通過フイルタ（TP、TP1）
における電圧増幅度（kV、kV1）および混合器
（Ｍ、M1）の利得（kM、kM1）から形成される、
位相制御回路のパラメータの少なくとも１つを、
該パラメータと入力信号の搬送波振幅（u^T）との
積が所望の一定値を有するように制御することを
特徴とする位相制御回路を用いて変調された信号
を復調する方法。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE2853890A DE2853890C2 (de) | 1978-12-14 | 1978-12-14 | Verfahren zur Demodulation von phasen-, amplituden- oder frequenzmodulierten Signalen mit Hilfe eines Phasenregelkreises |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5583307A JPS5583307A (en) | 1980-06-23 |
| JPS6351406B2 true JPS6351406B2 (ja) | 1988-10-13 |
Family
ID=6057089
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16174779A Granted JPS5583307A (en) | 1978-12-14 | 1979-12-14 | Demodulator circuit having phase control circuit |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5583307A (ja) |
| CA (1) | CA1158323A (ja) |
| DE (1) | DE2853890C2 (ja) |
| FR (1) | FR2444365B1 (ja) |
| GB (1) | GB2039179B (ja) |
| IT (1) | IT1127684B (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3146280A1 (de) * | 1981-11-21 | 1983-06-23 | AEG-Telefunken Nachrichtentechnik GmbH, 7150 Backnang | Demodulatoren, deren regelinformation von einem leistungsdetektor gewonnen wird |
| JP2770342B2 (ja) * | 1988-09-26 | 1998-07-02 | 日本電気株式会社 | 自動位相制御回路 |
| DE4223257C2 (de) * | 1992-07-15 | 1994-07-14 | Telefunken Microelectron | Schaltungsanordnung zur Demodulation des SECAM-Farbartsignals |
Citations (2)
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| JPS5366201A (en) * | 1976-11-25 | 1978-06-13 | Victor Co Of Japan Ltd | Demodulator of angle-modulated wave signal reproduced from multichanneldisc record |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US3060383A (en) * | 1958-12-04 | 1962-10-23 | Itt | Gain regulation circuit |
| GB925157A (en) * | 1960-06-29 | 1963-05-01 | Standard Telephones Cables Ltd | Circuit arrangement for effecting automatic frequency readjustment in television receivers |
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| AU472567B2 (en) * | 1972-01-20 | 1976-05-27 | National Aeronautics And Space Administration | Improved narrowband fm system for voice communications |
-
1978
- 1978-12-14 DE DE2853890A patent/DE2853890C2/de not_active Expired
-
1979
- 1979-12-06 GB GB7942100A patent/GB2039179B/en not_active Expired
- 1979-12-07 IT IT28007/79A patent/IT1127684B/it active
- 1979-12-14 CA CA000341968A patent/CA1158323A/en not_active Expired
- 1979-12-14 FR FR7930775A patent/FR2444365B1/fr not_active Expired
- 1979-12-14 JP JP16174779A patent/JPS5583307A/ja active Granted
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS52150922A (en) * | 1976-06-10 | 1977-12-15 | Sony Corp | Am receiver |
| JPS5366201A (en) * | 1976-11-25 | 1978-06-13 | Victor Co Of Japan Ltd | Demodulator of angle-modulated wave signal reproduced from multichanneldisc record |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| IT1127684B (it) | 1986-05-21 |
| CA1158323A (en) | 1983-12-06 |
| GB2039179A (en) | 1980-07-30 |
| GB2039179B (en) | 1983-04-13 |
| DE2853890C2 (de) | 1986-03-13 |
| IT7928007A0 (it) | 1979-12-07 |
| FR2444365A1 (fr) | 1980-07-11 |
| JPS5583307A (en) | 1980-06-23 |
| FR2444365B1 (fr) | 1985-09-06 |
| DE2853890A1 (de) | 1980-06-19 |
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