JPH03235078A - Ｇｐｓ受信機の衛星電波捕捉方法 - Google Patents

Ｇｐｓ受信機の衛星電波捕捉方法

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JPH03235078A
JPH03235078A JP2029488A JP2948890A JPH03235078A JP H03235078 A JPH03235078 A JP H03235078A JP 2029488 A JP2029488 A JP 2029488A JP 2948890 A JP2948890 A JP 2948890A JP H03235078 A JPH03235078 A JP H03235078A
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  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、Ｇ　Ｐ　Ｓ　（Ｇｌｏｂａｌ　Ｐｏｓｉｔｉ
ｏｎｉｎｇ　Ｓｙｓｔｅｍ）受信機の衛星電波捕捉方式
に関する。
〔従来の技術〕
ＧＰＳ受信機は、ＧＰＳ衛星から送られて（るスペクト
ル拡散された衛星電波をＰＮコードで逆拡散した後、デ
ィジタル位相変１ｉＪ（ＰＳＫ）された受信信号を復調
し、所望の航法データを得ている。このディジタル位相
変調信号を復調するには、変調信号に対して基準搬送波
の同相成分と直交成分をそれぞれ乗積し、それぞれの乗
積結果をローパスフィルタに通して、元のベースバンド
信号たる同相チャネル信号Ｉ　（ｔ）と直交チャネル信
号Ｑ　（ｔ）を得ている。このような復調方式は同期検
波と呼、ばれている。
前記のように、ディジタル位相変調信号の復調に際して
は、衛星電波の受信周波数に位相同期した基準搬送波が
必要である。しかし、衛星電波は平衡変調によって送ら
れてくるため、その受信信号中には搬送波が含まれてい
ない。このため、通常、ＧＰＳ受信機では、ＰＬＬ　（
位相同期ループ）を用いて衛星電波の受信周波数に位相
同期した基準搬送波を再生するようにしている。
ところで、ＧＰＳ衛星からの衛星電波（Ｌ、波）は１５
７５．４２　［ＭＨｚ］で送信されるが、ＧＰＳ衛星は
静止衛星でなく周回衛星であること、また、ＧＰＳ受信
機は車両などの移動体に搭載され、移動中においても受
信を行うなどのため、衛星電波にドツプラー変化を生じ
、地上側で受信する実際の衛星電波の受信周波数は、前
記送信周波数１５７５゜４２［ＭＨｚ］を中心に、成る
周波数範囲で不測に変動する。したがって、ＧＰＳ受信
機で実際に衛星電波を受信して復調するには、ドツプラ
ー変動する衛星電波がどの周波数位置にいるかをサーチ
し、衛星電波の実際の受信周波数に位相同期した基準搬
送波を復調器で再生しなければならない。
第７図に、従来のＧＰＳ受信機における衛星電波の捕捉
方式の原理を示す。図において、横軸は復調器の再生搬
送波の周波数、継軸は復調器の復調強度■ｔ　＋　Ｑ　
Ｚである。衛星電波の受信状態を示す復調強度は、復調
された同相チャネル信号■（１）と直交チャネル信号Ｑ
　（ｔ）の二乗和で表される。
また、ｆ、はドツプラー変化した実際の衛星電波の受信
周波数である。なお、復調器の出力特性を示す復調強度
曲線Ｍは、図示するように、衛星電波の受信周波数ｆ。
を中心に左右対称な単峰特性゛を示す。
第７図から明らかなように、復調器の再生搬送波の周波
数ｆが衛星電波の受信周波数ｆｃに一致したとき、復調
強度Ｉ　Ｚ　＋Ｑ　Ｚが最大となる。従来のＧＰＳ受信
機では、この衛星電波の受信周波数ｆｃをサーチするた
めに、ドツプラー効果による周波数変動範囲について、
サーチ開始周波数ｆ。
を起点として復調器の再生搬送波周波数をＰＬＬのキャ
プチャレンジΔｆ、、毎に１ステツプづつ順次切り換え
ていき、衛星電波の受信周波数ｆＣがキャプチャレンジ
Δｆ、ｌ内に入った時にＰＬＬを位相同期してロックし
、衛星電波の受信周波数ｆｃに位相同期した復調用の基
準搬送波を得るようにしていた。
〔発明が解決しようとする課題］ しかしながら、前記した従来の衛星電波捕捉方式による
ときは、復調器の再生搬送波の周波数ｆをＰＬＬのキャ
プチャレンジΔｆ１毎に切り換えながらサーチしている
ため、衛星電波の捕捉時間が長くなるという問題があっ
た。
本発明は、上記事情の下になされたもので、その目的と
するところは、衛星電波の捕捉時間を短縮できるＧＰＳ
受信機の衛星電波捕捉方式を提供することである。
〔課題を解決するための手段］ 本発明は、上記目的を達成するため、復調器の基準搬送
波の再生にＰＬＬを用い、該再生搬送波の周波数をＰＬ
Ｌのキャプチャレンジ間隔で順次変えながら衛星電波を
サーチするようにしたＧＰＳ受信機の衛星電波捕捉方式
において、復調器の復調強度が所定のレベルに達するま
ではＰＬＬ動作を止め、復調器の再生搬送波の周波数を
ＰＬＬのキャプチャレンジよりも広い周波数間隔で順次
変えながら衛星電波をサーチするようにしたものである
。
また、衛星電波の捕捉時間をさらに短縮するため、復調
器の復調強度が所定のレベルに達するまでは、復調器の
ローパスフィルタの積分時定数をＰＬＬ動作時よりも小
さな値に切り換えるようにしたものである。
〔作　用〕
第１図に本発明方式の原理を示す。図示するように、復
調器の再生搬送波の周波数ｆをＰＬＬのキャプチャレン
ジΔｆ７よりも広い周波数間隔Δ九で順次切り換えてい
けば、復調強度が所定のレベル（しきい値Ｔ１（）以上
に達するまでの切り換えステップ数が従来よりも少なく
て済む。したがって、その分だけ衛星電波の捕捉時間を
短縮することができる。
ところで、第１図において、周波数間隔Δｆ８を大きく
採れば採るほどステップ数が少なくなるので、衛星電波
の捕捉時間はそれだけ早くなる。
しかし、この周波数間隔Δｆいはやみくもに大きくする
ことはできず、しきい値ＴＨにおける帯域幅ΔＦ、より
も小さくなければならない。何故なら、Δｆ１をΔＦ、
よりも大きくすると、変調器の再生搬送波をΔｆ１．１
間隔で切り換えていった際、復調強度曲線Ｍのしきい値
７８以上となるレベル範囲を飛び越えてしまう場合が起
こり、衛星電波が受信不能となってしまうからである。
上述したところから明らかなように、復調強度曲線Ｍの
帯域幅ΔＦ、を広くすることができれば、前記周波数間
隔Δｆいをより広く採ることか可能となり、衛星電波の
捕捉時間をさらに短縮することができる。この復調強度
曲線Ｍの帯域幅ΔＦを広げるには、第２図に示すように
、復調強度曲線をＭ、からＭ２のように広帯域型に変え
ればよい。復調強度曲線をＭ、からＭ２に変えるには、
ローパスフィルタの積分時定数を小さ（すればよい。そ
こで、本発明は、復調器の復調強度が所定のレベルに達
するまでは、復調器のローパスフィルタの積分時定数を
ＰＬＬ動作時よりも小さな値に切り換えるようにした。
これ、により、復調強度曲線が第２図に示すようにＭ、
からＭ２のように変わる。したがって、帯域幅がΔＦ１
からΔＦ２に広がるので、前記周波数間隔Δｆ、をこの
ΔＦ２の範囲内でさらに太き（採ることができ、その分
だけステップ数を減らし、捕捉時間をさらに短縮するこ
とが可能となる。
〔実施例］ 第３図に、本発明方式を適用して構成したＧＰＳ受信機
の復調器の第１の実施例を示す。なお、この例は、復調
器としてコスタス型復調器を用いたものである。
第３図において、１はＰＮコードを用いた逆拡散用の乗
算器、２は同相チャネル信号復調用の乗算器、３は直交
チャネル信号復調用の乗算器、４は乗算器２の乗算結果
から高調波成分を除去して同相チャネル信号１　（ｔ）
を得るローパスフィルタ、５は乗算器３０乗算結果から
高調波成分を除去して直交チャネル信号Ｑ　（ｔ）を得
るローパスフィルタ、６は衛星電波の受信搬送波と再生
搬送波の位相差を検出するための乗算器、７はループフ
ィルタ、８は復調用の再生搬送波を出力するＶＣＯ（電
圧制御発振器）、９はＶＣＯの出力する再生搬送波を９
０°移相するためのπ／２移相器である。以上述べた回
路は、従来周知のコスタス型復調器を構成している。
本発明は、前記従来周知のコスタス型復調器において、
受信状態を示す復調強度を算出する復調強度算出回路Ｉ
　Ｑ、ＶＣＯ８の発振周波数（再生搬送波）を制御する
制御回路１１、制御回路１１により切り換えられるスイ
ッチ１２を付加することにより実現される。復調強度算
出回路１０は、二乗回路１３，１４と加算器１５からな
り、加算器１５の出力端子から復調強度信号１２＋Ｑ２
が出力される。この復調強度信号Ｊ２＋Ｑ２を各周波数
についてプロットしていけば、第１図に示したごとく、
衛星電波の受信波数ｆｃ位置を中心にした左右対称な単
峰特性の復調強度曲線Ｍが得られる。なお、復調器に入
力される衛星電波の受信信号は、受信信号を所定の中間
周波まで落としたＩＦ倍信号あるが、原理的には周波数
変換されていない受信信号がそのまま入力されていると
考えてもその動作は同じであり、むしろその方が、衛星
電波の受信周波数ｆ。とＶＣＯ８で再生される搬送波ｆ
との関係を理解する上からは適している。
したがって、以下の説明においては、周波数変換されて
いない衛星電波の受信信号が復調器に入力されるものと
して話を進める。
進んで、前記第１の実施例の動作につき、第１図の原理
図、第４図の動作説明図および第５図のフローチャート
を参照して説明する。なお、復調開始の初期状態では、
スイッチ１２は制御回路１１側へ接続されている。
乗算器１に入力した受信信号はＰＮコードで逆拡散され
、目的の衛星の電波のみが抽出される。
この抽出された受信信号（変調信号）は乗算器２゜３に
入力する。制御回路１１は、まず、ｖｃｏｓに対して第
１図に示すサーチ開始周波数ｆ、を発振するように制御
する（第５図ステップＳ１）。
ＶＣＯＢの発振出力は乗算器３へ、またこれをπ／２移
相器で９０°だけ移相した後、乗算器２へそれぞれ与え
られ、変調信号に乗積される。これにより、乗算器２の
出力端には、高調波成分を含んだ同相チャネル信号ｒ　
（ｔ）が、また、乗算器３の出力端には、高調波成分を
含んだ直交チャネル信号Ｑ　（ｔ）がそれぞれ出力され
る。そして、ローパスフィルタ４，５においてそれぞれ
のチャネル信号中の高調波成分を除去することにより、
同相チャネル信号１　（ｔ）と直交チャネル信号Ｑ　（
ｔ）が復調される。復調強度算出回路１０は、二乗回路
１３゜１４において前記復調信号１　（ｔ）とＱ（ｔ）
をそれぞれ二乗し、加算器１５から復調強度信号ｆｆ１
（ｆ）＝１”＋　Ｑ　２を制御回路１１へ出力する（第
５図ステップＳ２）。
ところで、いま、衛星電波の受信周波数が第１図のｆｃ
位置に存在するものとすると、前記サーチ開始周波数ｆ
、はこのｆ、から遠く離れている。
したがって、ローパスフィルタ４，５から出力される前
記２つのチャネル信号Ｉ　（ｔ）とＱ（ｔ）はほとんど
０であり、復調強度算出回路１０の出力する復調強度信
号℃げ）　＝＝　Ｔ　Ｚ　＋　Ｑ　ｔも殆ど０となる。
制御回路１２は、この復調強度算出回路１０の出力する
復調強度信号１　（ｆ）を予め定めた所定のしきい値Ｔ
Ｈでを監視しており（第５図ステップ３３）、１（ｆ）
＞ＴＨとなるまでは、第１図に示すように、ＰＬＬのキ
ャプチャレンジΔｆ、よりも大きな周波数間隔へｆ、で
ＶＣＯＢの発振周波数ｆを順次変えてい（（ステップＳ
４）。
ＶＣＯＢの発振周波数ｆがΔｆ、１間隔で順次増加され
、例えば第４図（ａ）　（ｂ）　（ｃ）に例示するよう
に、成る周波数ｆ２においてその復調強度がしきい値Ｔ
Ｈよりも大きくなると、制御回路１１はこれを検出しく
ステップＳ３）、以後、ＶＣＯＢの周波数の切り換えス
テップを前記ΔｆｗからＰＬＬのキャプチャレンジに一
致するΔｆ、、に切り換える（ステップＳ５）。
以上のように、本発明では、復調強度が所定のレベル（
しきい値ＴＩ）に達するまでは、ＰＬＬのキャプチャレ
ンジΔｆ、、よりも大きな周波数間隔Δｆ２でＶＣＯＢ
の周波数を切り換えるので、従来の復調器よりも短時間
のうちに、ＶＣＯＢの発振周波数を衛星電波の受信周波
数近傍まで持っていくことができ、衛星電波のサーチ時
間が短縮される。
前記のようにして復調強度が成る周波数ｆ２において所
定のしきい値Ｔ）１以上に達すると、制御回路１１は、
まず、ｖｃｏｓの発振周波数を前記ｆ２を中心にその前
後に±Δｆ、、たけ振り、復調強度算出回路１０におい
てこの３点の周波数ｆ　−＝　ｆ　ｚΔｆ、、、ｆｚ、
ｆ３＝ｆｚ＋Δｆ、における復調強度信号Ｌ（ｒ＋）　
、Ｌ（ｒｚ）　、ｆｆｉ：ｔ（ｒｚ）を求める（ステッ
プＳ６）。そして、制御回路１１は、この３点の復調強
度信号の傾きから、以下に示すようにして、その時の受
信電波の存在方向を検出しくステップ３７．Ｓ８）、そ
の方向に向けてＶＣＯＢの発振周波数を変えていくこと
により、最終的にＰＬＬを衛星電波の受信周波数に位相
ロックさせる。
すなわち、まず、第４図（ａ）に示すように、前記３点
の周波数ｆｔ　　、ｆｚ　、ｒ３における復調強度が１
　＋　＜　ｌ　ｚ　＞　１３となった場合、中心周波数
ｆ２は復調強度曲線Ｍのほぼピーク位置付近に存在し、
その周波数ｆ２でＰＬＬが衛星電波の受信周波数ｆｃに
位相ロック可能であると判断できるので（ステップＳ７
）、制御回路１１はｖｃｏｓの発振周波数をこのｆ２に
設定するとともに、スイッチ１２を直ちにループフィル
タ７側へ切り換える。
これにより、ループフィルタ７、ＶＣＯＢを一巡する周
知のＰＬＬループが構成され（ステップＳ９）、ＶＣＯ
Ｂは衛星電波の受信周波数ｆ。に引き込まれて位相ロッ
クし、以後、ＶＣＯＢからは受信周波数ｆＣに位相同期
した正確な基Ｉ！搬送波が再生される。
一方、前記ステップ７において、β、＜ｚ２＞ｐ。
が成立しなかった場合、ステップ８へ移行する。
そして、ステップＳ８において、ｉ、＜ｊ２３が成立し
た場合には、第４図（ｂ）に示すように、ｆ２はｆ。
よりも小さい周波数側に位置していると判断できるので
、ステップ１０へ移行する。制御回路１１は、ＶＣＯ８
の周波数をｆｃへ向けてΔｆｎづつ増加していき（ステ
ップ５１０）、Δｆ７づつ切り換える度にその復調強度
を求め（ステップ５１１）、その都度、Δｆ、増加後の
周波数１２とそのひとつ前の周波数ｆ、における復調強
度との大小を比較する（ステップ５１２）。
ステップＳ１２において、現在の周波数ｆ２の復調強度
がそのひとつ前の周波数ｆ、の復調強度よりも大きくな
り、１２　＋　＜　ｌ　ｚとなった場合、ひとつ前の周
波数ｆ１は衛星電波の受信周波数ｆｃの±Δｆ、以内の
ピーク位置に存在しているものと判断できる。そこで、
制御回路１１は、ｖｃｏｓの周波数をこのｆｌに設定す
るとともに、スイッチ１３をループフィルタ７側へ切り
換える。これにより、ループフィルタ７　、ＶＣＯ８を
一巡する周知のＰＬＬループが構成され（ステップＳ９
）、ＶＣＯ８は衛星電波の受信周波数ｆ。に引き込まれ
て位相ロックし、以後、ＶＣＯ８からは受信周波数ｆＣ
に位相同期した正確な基準搬送波が再生される。
また、前記ステップＳ８において、！！、１＜１！、３
が成立しない場合、第４図（Ｃ）に示すように、ｆ２は
ｆｃよりも大きな側に位置していると判断できるので、
この場合にはステップ１３へ移行する。制御回路１２は
、ＶＣＯ８の周波数をｆｃへ向けてΔｆ、、づつ低減し
ていき（ステップ５１３）、このΔｆ、づつ切り換える
度にその復調強度を求め（ステップ３１４）、その都度
、Δｆｌｌ低減後の周波数ｆ２とそのひとつ前の周波数
ｆ１における復調強度との大小を比較する（ステップ５
１５）。
ステップＳ１５において、現在の周波数ｆ、の復調強度
がそのひとつ前の周波数ｆ、の復調強度よりも大きくな
り、１．＞１２となった場合、ひとつ前の周波数ｆ、は
衛星電波の受信周波数ｆ、の土Δｆ、、以内のピーク位
置に存在しているものと判断できる。そこで、制御回路
１１は、ｖｃｏｓの周波数をこのｆ＋に設定するととも
に、スイッチ１３をループフィルタ７側へ切り換える。
これにより、ループフィルタ７　、ＶＣＯ８を一巡する
周知のＰＬＬループが構成され（ステップＳ９）、ｖｃ
ｏｓは衛星電波の受信周波数ｆｃに引き込まれて位相ロ
ックし、以後、ＶＣＯ８からは受信周波数ｆ。に位相同
期した正確な基準搬送波が再生される。
なお、前記実施例は、衛星電波の受信周波数ｆｃの位置
、すなわち復調強度曲線Ｍのピーク位置をＶＣＯの発振
周波数をキャプチャレンジΔｆＩ、で順次変えながら、
現在の周波数位置の復調強度とその一つ前の周波数位置
の復調強度とを比較することにより検出するようにした
が、これに限定されるものではなく、他のどのような方
法であってもよい。
例えば、復調強度が所定のしきい値ＴＨ以上の周波数ｆ
２に達した後、復調強度曲線Ｍのしきい値Ｔ）１以上と
なる全周波数範囲に亘ってＶＣＯの周波数をΔｆ７間隔
で順次切り換えてその復調強度を求め、これらの中から
最大強度となる周波数を選択して該周波数位置をピーク
位置として検出するようにしてもよい。また、サーチ開
始周波数ｆ。
を必ず衛星電波のサーチ範囲の最小（最大）周波数位置
から開始するようにし、ＶＣＯの発振周波数が衛星電波
の受信周波数ｆｃに対して必ず低域（高域）側から近づ
いていくようにようにすれば、前記復調強度曲線のピー
ク位置は、必ず現在位置よりも右側（左側）に存在する
ので、前述したピーク位置の存在方向の検出を省略する
こともできる。
第６図に、本発明の第２の実施例を示す。この第２の実
施例は、基本的な構成および動作は前記第１の実施例と
同様である。第１実施例と異なる点は、制御回路１１に
よってスイッチ１７を切り換え制御することにより、ロ
ーパスフィルタ４゜５を構成する積分器１６の積分時定
数用の静電容量Ｃ＋　　、Ｃｚ　　（Ｃ＋　＞Ｃｚ　）
を切り換え可能とし、復調器の復調強度１２　＋　Ｑ　
２が前述した所定のしきい値ＴＨを越えるまでの間は、
スイッチ１７を容量の小さなＣ２側に接続することによ
り、復調器の復調強度曲線が第２図の広帯域のＭ２とな
るようにし、また、復調強度ＩＺ＋ＱＺが前述した所定
のしきい値ＴＩを越えた後は、スイッチ１７を容量の大
きなＣＩ側に切り換えることにより、復調器の復調強度
曲線が第２図の狭帯域のＭｌとなるようにしたものであ
る。このように構成することにより、復調強度曲線のし
きい値ＴＯにおける帯域幅が、ΔＦ、からΔＦ２に広が
り、前述した周波数間隔ΔｆｉｉをこのΔＦ２の範囲内
でさらに大きく採ることができ、その分だけ切り換えス
テップ数を減らし、捕捉時間をさらに短縮することがで
きる。
以上述べた実施例は、各回路を専用のディスクリート回
路により構成したが、乗算器１〜３、ローパスフィルタ
４，５、■Ｃ０８を除く他の回路については、マイクロ
コンピュータで置き換えてソフトウェアにより実現する
こともできる。
〔発明の効果〕
以上述べたところから明らかなように、本発明によると
きは、復調器の復調強度が所定のレベルに達するまでは
ＰＬＬ動作を止め、復調器の再生搬送波の周波数をＰＬ
Ｌのキャプチャレンジよりも広い周波数間隔で順次変え
ながら衛星電波をサーチするようにしたので、復調強度
が所定のレベルに達するまでの切り換えステップ数が従
来よりも少なくて済み、その分だけ衛星電波の捕捉時間
を短縮することができる。
また、復調器の復調強度が所定のレベルに達するまでは
、復調器のローパスフィルタの積分時定数をＰＬＬ動作
時よりも小さな値に切り換えるようにしたので、所定の
レベル以上となるまでは帯域幅の広い復調強度曲線を・
用いて衛星電波をサーチすることができ、衛星電波サー
チのための周波数間隔をさらに広く採ることができ、衛
星電波の捕捉時間をさらに短縮することができる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の衛星電波捕捉方式の原理図、第２図は
本発明で用いる広帯域および狭帯域の２つの復調強度曲
線の例を示す図、 第３図は本発明方式を適用して構成した復調器の第１の
実施例のブロック図、 第４図は第１実施例の動作説明図、 第５図は第１実施例の動作のフローチャート、第６図は
本発明方式を適用して構成した復調器の第２の実施例の
ブロック図、 第７図は従来の衛星電波捕捉方式の原理図である。 ２．３・・・復調器、４，５・・・ローパスフィルタ、
６・・・乗算器、７・・・ループフィルタ、８・・・ｖ
ＣＯ１９・・・π／２位相器、１０・・・復調強度算出
回路、１１・・・制御回路、１２・・・ＰＬＬループ切
り換え用のスイッチ、１６・・・積分器、１７・・・積
分時定数切り換え用のスイッチ、Ｍ、Ｍ、、Ｍ、・・・
復調強度曲線、ＴＨ・・・しきい値、Δｆ、、・・・Ｐ
ＬＬのキャプチャレンジ、Δｆｗ・・・ＰＬＬ解除時の
周波数切り換え間隔、Ｃ，、Ｃ，・・・積分時定数用の
静電容量。 第１図 ↑Ｃ 第２図 １１＋ｏ２ ｌ２＋０２ 牛 第 図 第 図

Claims (2)

    【特許請求の範囲】
  1. （１）復調器の基準搬送波の再生にＰＬＬを用い、該再
    生搬送波の周波数をＰＬＬのキャプチャレンジ間隔で順
    次変えながら衛星電波をサーチするようにしたＧＰＳ受
    信機の衛星電波捕捉方式において、 復調器の復調強度が所定のレベルに達するまではＰＬＬ
    動作を止め、復調器の再生搬送波の周波数をＰＬＬのキ
    ャプチャレンジよりも広い周波数間隔で順次変えながら
    衛星電波をサーチすることを特徴とするＧＰＳ受信機の
    衛星電波捕捉方式。
  2. （２）請求項（１）記載のＧＰＳ受信機の衛星電波捕捉
    方式において、 復調器の復調強度が所定のレベルに達するまでは、復調
    器のローパスフィルタの積分時定数をＰＬＬ動作時より
    も小さな値に切り換えることを特徴とするＧＰＳ受信機
    の衛星電波捕捉方式。
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