DE2853890A1

DE2853890A1 - Demodulatorschaltung mit phasenregelkreis

Info

Publication number: DE2853890A1
Application number: DE19782853890
Authority: DE
Inventors: Michael Dipl Phys Hoffmann; Robert Prof Dr Ing Maurer
Original assignee: Licentia Patent Verwaltungs GmbH
Current assignee: Bosch Telecom GmbH
Priority date: 1978-12-14
Filing date: 1978-12-14
Publication date: 1980-06-19
Also published as: GB2039179B; FR2444365B1; IT1127684B; JPS6351406B2; GB2039179A; FR2444365A1; DE2853890C2; CA1158323A; IT7928007A0; JPS5583307A

Description

Licentia Patent-Verwaltungs-GrabH NE2-BK/Th/jo

BK 78/83

Demodulatorschaltung mit Phasenregelkreis

Γie Erfindung betrifft eine Demodulatorschaltung mit Phaaenregelkreis, bestehend aus einem Mischer, der das Eingangssignal eines spannungsgesteuerten Oszillators multipliziert, als dessen Steuerspannung die über einen Tiefpaß geleitete Aus- ^angsspannung des Mischers dient.

i-.in Phasenregelkreis PLL (Phase-Locked Loop) ist bekanntlich oiη Regelsystem, in welchem die Momentanphase eines spannungs-.«-,esteuerten Oszillators "(VCO) auf die Momentanphase eines Ein-{■,angssignals (Breitband-PLL) oder die Phase der Trägerspektrallmie des Eingangssignals (Schmalband-PLL) nachgeführt wird. Fit,. 1 zeigt das Blockschaltbild eines PLL, der ohne Eingangssignalbegrenzung arbeitet. In Fig. 1 ist M ein Mischer, VCO ein spannungsgesteuerter Oszillator und TP ein Tiefpaß. RF ist ein Regelfilter mit Tiefpaßeigenschaften, das nur beim Schmal-

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band-PLL zum Einsatz kommt.

Es sei Ug das Eingangssignal mit

u_E(t) = u_T sin("_Tt + eS(t) + ύ_τ) ' ₍₁₎

I3t u . die Steuerspannung des VCO und k dessen Modulations-

SU OS

empfindlichkeit, so kann man ansetzen:

^uos^(t) = %s ^cos(Uos^{t + k}os > ^ust^{(T)dT + 8}W' ⁽²⁾

und u werden im Mischer multipliziert und man erhält:

OS

u_M(t) = k_M u_E(t) u_o3(t)

= i ^kMV^Uosi^3in((UT-^Wos^)t+eS(t)-^kos y ^ust^(T)dT-'os⁺V

_ToaO8 u_st(T)dT₊rf_os+*_T)}. (3)

Bei geeigneter Dimensionierung des Tiefpasses TP wird die Spannung mit der Summenfrequenz unterdrückt und es folgt:

u_N(t) = \ k_Mk_vu_Tu_{os Toaos sfcosT}

Beim Schmalband-PLL, dessen Oszillatorphase ja nur auf die Träfeer3pektrallinie des Eingangssignals nachgeführt werden soll, filtert das Regelfilter RF alle üpektralanteile von u.. t>is auf die mit niedrigsten Frequenzen weg und man erhält unter der Voraussetzung, daß Trägerfrequenz und Oszillatorfrequenz hinreichend nahe beieinander liegen

^ust^(t) = 1 ^kM^kvV^uos ^3ίη«^ωΤ^ο3^ - ^kos } ^ust^(T) - ^os ⁺ V·

Diese Gleichung kann exakt gelöst werden (Blanchard, A.: Phase Locked Loops, John Wiley & Sons, New York, 1976, Chapter 10.1). Dabei stellt sich heraus, daß eine stationäre Lösung möglich

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ist, wenn gilt:

T~^Uos ⁴^ ~2 ^kM^kV^kos^UT^Uos . (6)

Man definiert daher

V ⁼ '^ ^kM^kV^kos"os' V " ⁽⁷⁾

Aus (6) folgt dann

Ι^ωΤ""θ3· ^<ωΡ' ⁽⁸⁾

Der Parameter «_p ist daher für das Funktionieren desjPLL von mitentscheidender Bedeutung.

Bei Lösung der Gleichung (5) erfährt man, daß sich folgende asymptotische Werte einstellen:

ω os - » T

+ aresin 1—2* . MO)

Aus den beiden letzten Gleichungen geht hervor, daß der PLL unter der Voraussetzung (8) die Oszillatorfrequenz auf die Trägerfrequenz des Eingangssignals nachzieht und ein festes Phasenverhältnis zwischen Trägerphase und Oszillatorphase herstellt: der PLL ist auf die Trägerphase "eingerastet". Falls Träger- und Oszillatorfrequenz hinreichend nahe beieinander liegen, ist dann der Phasenversatz zwischen u_P und u nahezu

Ci OS

90°. Die Argumente der Winkelfunktionen in den Gleichungen (4) und (5) müssen dann betragsmäßig viel kleiner als 1 sein. Man kann diese Gleichungen daher linearisieren, indem man die Winkelfunktionen durch ihr Argument ersetzt. Man erhält:

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■^uN^(t) = !Γ¹" ^{{ (Μ}τ"ο3^Η - ^kos /

OS O

OS " O

Nach Differentiation erhält man aus Gleichung (12) folgende Differentialgleichung

^U U it)

U it) - ί^ω - ^ω )

P ^ust^^c; - k_os ^ν T os^;·

Dies ist die Gleichung eines Tiefpasses mit der Grenzfrequenz ^ω _ρ/2^π . Zusammen mit den Parametern des Tiefpasses TP und des Regelfilters RF wird daher auch die Größe " die Stabilität der Regelschleife beeinflussen.

Beim Breitband-PLL entfällt das Regelfilter RF. Seine Aufgabe wird von dem Tiefpaß TP mit wahrgenommen. Im eingerasteten FaI] wird dann aus Gleichung- (-U) bzw. (11) nach Differentiation:

^wp

^üst^{(t) +W}P ^ust^(t) = F- {(«-« ) ₊ I (t)l .

OS I OS

Auch hier liegt wieder ein eindeutiges Tiefpaßverhalten mit der , Grenzfrequenz ω /2« vor, das ebenfalls die Stabilität der Schleife beeinflußt. Im Gegensatz zum Schmalband-PLL stellen sich jedoch, falls |tf(t)| hinreichend klein ist, näherungsweise folgende asymptotische Werte ein:

"OS "Λ ⁺ *<^fc> .

_T()- u

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Beim Breitband-PLL stellt sich also im Gegensatz zum Schmalband-PLL die Momentanphase des VCO-Signals auf die Momentanphase des Eingangssignals und nicht auf dessen Trägerphase ein. Für das Einrasten des Breitband-PLL muß statt (8) folgende Einschränkung erfüllt sein:

Neben der eben gezeigten Bedeutung von ^ω _ρ für das Einrastverhalten und die Stabilität der Schleife, sowohl beim Breitband-PLL als auch beim Schmalband-PLL, spielt diese Größe meist auch bei der Weiterverarbeitung der im PLL gewonnenen Signale eine entscheidende Rolle. Zur Erläuterung werden drei Beispiele abgehandelt.

Der Schnalband-PLL kann bekanntlich als PM-Demodulator benutzt werden, wenn das Eingangssignal mit kleinen Phasenhüben moduliert ist. Wegen der Gleichungen (9) und (10) stellt sich nämlich im gerasteten Fall bei Abstimmung des VCO auf die Trägerfrequenz ein Oszillatorsignal

^uos^(t) = ^Gos ^COS(V ⁺ V ' ⁽¹⁸⁾

ein. Dann folgt für die Spannung ^(t) hinter dem Tiefpaß TP:

u_M(t) = r-Z- sin cXt). (ίο)

^N os

Bei Werten | «5(t)| «1 kann man näherungsweise setzen:

u_N(t) ~ £-£- e>(t). (20)

OS

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Damit ist einerseits gezeigt, daß am Tiefpaßausgang das demodulierte Signal ansteht, andererseits, daß die Amplitude des Ausgangssignals direkt von ω _ abhängt.

Man kann bekanntlich den Schmalband-PLL auch zur synchronen Demodulation eines AM-Signals verwenden. Fig. 2 zeigt das Blockschaltbild dieses Demodulators.

Das amplitudenmodulierte Eingangssignal kann wie folgt dargestellt werden:

^UE AM^{(t) =} ^T ^{(1 + m}(^fc)>^sin(^w _T ^{fc +} *_T> (^?1)

I |m(t)| I < 1. · (P'.')

Wenn die im Spektrum von m(t) enthaltenen Frequenzen einen minimalen Wert f . -" ο nicht unterschreiten, läßt sich bei geeicnetem Aufbau des Regelfilters RF wiederum ein Steuersignal gemäß Gleichung (12) ableiten, das den VCO auf die Trägerfrequenz des Eingangssignals nachzieht und die VCO-Phase asymptotisch auf den durch Gleichung (10) gegebenen Wert einstellt. Dann ist das VCO-signal im gerasteten Fall und bei Abstimmung der VCO-Ruhefrequenz auf die Trägerfrequenz wie in Gleichung (18) gegeben. Nach Phasenschiebung um 90° erhält man daraus eine Spannung uft(t):

In einem Mischer M2 wird Uq(M mit dem Eingangssignal multipli ziert und man erhält eine Mischerspannung

' I ^kM2"os^UT i¹+¹¹¹^)) (1-oos(2u_Tt+2«5_T)).

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Dimensioniert man den Tiefpaß TP2 so, daß Signale mit Frequenzen nahe 2f_ hinreichend stark, Signale mit Frequenzen im NF-Band aber praktisch nicht abgeschwächt werden, so gewinnt man am Ausgang von TP2:

^UAM^(t) = 1 ^kM2^kV2%s*^UT <1 «»<*».

Die Verstärkung der Mischer M1 und M2 sowie der Tiefpaßblöcke TP1 und TP2 sind festeingestellt. Daher kann ein festes Verhältnis

W If . ^KM2^KV2

^kAM· ⁼|k_M1k_vlk_os I

definiert werden. Damit folgt:

^UAM^(t) = ^kAM^Wp (^1+fflit)) (?7>

Am Ausgang des Tiefpasses TP2 steht somit das demodulierte
Signal mit einer überlagerten Gleichspannung an. Erneut zeigt sich, daß die Amplitude des Ausgangssignals über ^ω _p von der
Trägeramplitude des Eingangssignals abhängt.

Durch einen Breitband-PLL kann bekanntlich eine FM-Demodulation erreicht werden. Die Schaltung wird gemäß Fig. 1 und ohne Regelfilter RF vorausgesetzt. Als Ausgang wird der Ausgang des Tiefpasses TP mit der Ausgangsspannung u„(t) gewählt.
Das Eingangssignal sei wie in Gleichung (1)

u_E(t) = ΐι_τ sin("_Tt + d(t) + *_T). (28)

Dann ist die zu übertragende Information in der zeitlichen Ableitung von,#(t) enthalten.

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Gemäß Gleichung (14) gilt im gerasteten Fall und bei Abstimmung des VCO auf die Trägerfrequenz des Eingangssignals

^v st st K_os

Die Spannung u .(t) läßt sich somit als Ausgangsspannung eines Tiefpasses auffassen, der mit der Eingangsspannung <i(t)/k eingespeist wird und dessen Grenzfrequenz ^ω _p/2t beträgt. Bei hinreichend großem ω _p ist daher u _t(t) = u,,(t) die ..demodulierte Information, welche nicht von der Trägeramplitude des Eingangssignals abhängt. Dennoch ist über die Grenzfrequenz« _p der Einfluß der Trägeramplitude bedeutend: falls ^ω _ρ/2π kleiner wird als f_M„ , ist eine starke Verzerrung der Informa-

vlc ■ ITl ei Ji

tion zu erwarten.

Die genannten Beispiele zeigen den bedeutenden Einfluß von ω auf ein zufriedenstellendes Ergebnis der Schaltungsfunktion auf.

Die bislang bekannten technischen Lösungen begegnen der Abhängigkeit des PLL von der Trägeramplitude des Eingangssignal^ durch Vorschalten eines Begrenzerbandpasses (Limiter-Bandpaß) bei Verarbeitung von winkelmodulierten Signalen. Bei Einsatz eines Limiters muß vor diesen nech ein stark selektives Filter geschaltet werden, da ansonsten der Limiter seine amplitudenstabilisierende Funktion nicht erfüllt. Durch die extreme Nichtlinearität des Limiters wird Anlaß zu Intermodulationsprobierr-^r.

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ι.<.'_fr.-iben. Schließlich verschlechtert der Limiter das Signal-K.ixjcriverhältnis innerhalb des PLL (Springett, J. C. Simon, ;..K.: An Analysis of the Phase Coherent-Incoherent Output of the bandpass Limiter, IEEE Trans. Comm. Techn., vol. COM-19, No. 1, Fob. 1971, pp. 42-49). Bei amplitudenmodulierten Signalen ist bisher ein Glied vor den PLL geschaltet worden zur automatischen Verstärkungsregelung.

eine Amplitudenregelung vor dem PLL wurde bereits untersucht (blanchard, A.: Phase Locked Loops, John Wiley & Sons, New-York, 1976, Chapter 11.2.1; Jaffee, R. Rechtin, E.: Design and Performance of Phase Locked Circuits Capable of Near-Optimum Performance Over a Wide Range of Input Signal and Noise Levels, IRE Trans. Inform. Theory, vol. IT-1, pp. 66-76, Mar. 1955).

Die Aufgabe der Erfindung ist es nun, eine Demodulatorschaltung mit Phasenregelkreis zu schaffen, mit verbessertem Verhalten bezüglich der Regeleigenschaften des Phasenregelkreises, seiner Stabilität und des Signal-Rauschverhältnisses.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß mindestens einer der Parameter des Fhasenregelkreises, welche sich zusammensetzen aus der Amplitude des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators, der Modulationsempfindlichkeit des spannungsgesteuerten Oszillators _t der Spannungs-verstärkung im Tiefpaß und dem Gewinn des Mischers, umgekehrt proportional zur Trägeramplitude

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des Eingangssignals verändert wird, so daß das Produkt aus den Parametern und der Trägeramplitude konstant ist. Vorteilhafte Schaltungen zur Gewinnung der Trägeramplitude des Eingangssignal und zur Regelung der Amplitude des Ausgangssignals des Gpannungsgesteuerten Oszillators, der Spannungsverstärkung im Ti- ff.aß, der Modulationsempfindlichkeit des spannungsgesteuerten Or.z-, 1 lators und des Gewinns des Mischers sind den Ansprüchen hm b zu entnehmen.

hm wesentlicher Vorteil der Erfindung ist, daß ohne die Nachteile der Amplitudenregelung vor dem PLL eine interessante Klasse von Demodulatoren, den sogenannten "adaptiven" Demodulatoren, aufgebaut werden kann.

GemäJo Gleichung (29) wirkt der Breitband-PLL-FM-Demodulator wie ein Tiefpaß mit der Grenzfrequenz ω_ρ/2π . Ein herkömmlicher FM-Demodulator verschlechtert bei Unterschreiten des eingangsseitigen Signal-Rauschverhältnisses unter den Demodulatorschwellwert das ausgangsseitige Signal-Rauschverhältnis derart, daß eine Demodulation nicht mehr möglich ist. Ein "adaptiver" PLL-Demodulator nutzt die Tiefpaßeigenschaften aus, um den Schwellwert unter bestimmten Bedingungen herabzusetzen.

Die Verbesserung des Schwellwertes erfolgt, wenn die Größe _Wp in- Abhängigkeit von δ_χ wie folgt gesteuert oder geregelt wird:

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fällt die Eingangsamplitude unter einen vorzugebenden Wert ^u-r_min»

so soll ^ω _n monoton mit u„ fallen. Für u->u,.„. soll ^ω _D gleich ^ω~ r ι i— imin r "ο

sein, wobei ^u _p ein für die Einhaltung der Systeraspezifikationer.

minimaler Wert sein soll. Sinkt also u~ unter u™ . ,so wird auto-

T Tmin

matisch die NF-Bandbreite kleiner. Damit verringert sich auch die NF-Rauschleistung. Unter Verzicht auf NF-Informationsbandbreit«¹ wird somit das ausgangsseitige Signal-Rauschverhältnis verbessert.

Ein adaptiver Demodulator arbeitet demzufolge (mit eingeschränkter Informationsbandbreite) auch dann noch, wenn herkömmliche Demodulatoren versagen.

Dieses Verhalten wird adaptiv genannt.

Durch die Regelung oder Steuerung von ^ω _p bleibt ein großer Dyr.amikumfang erhalten. Prinzipiell arbeitet der adaptive Demodulator auch ohne Regelung oder Steuerung von^ω _p oder u_. Es ergeben sich dann jedoch erhebliche Stabilitätsprobleme.

Ähnliche adaptive Demodulatoren lassen sich für Breit- oder Schrr.alband-PM aufbauen.

Weil eine Amplitudenbegrenzung vor FM- oder PM-Systemen bislang immer als notwendig erachtet wurde, blieb das adaptive Verhalt-n bisher unerkannt. Erst durch die erfindungsgemäße PLL-Regelun.f läßt sich dieses Konzept optimal ausschöpfen.

Anhand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele wird die Erfindung nachfolgend erläutert.

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ί·,:- /,eigen:

Fig. 1 Phasenregelkreis

FL/.;. 2 AM-Demodulator mit PLL-Trägerrückgewinnung

Fi/;. 3 Schaltung zur Gewinnung der Trägeramplitude des Eingangssignals

Fig. H Schaltung zur Regelung der Amplitude des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators

Fig. 5 Schaltung zur Regelung der Spannungsverstärkung im Tiefpaß Fig. 6 Schaltung zur Regelung des Mischergewinns.

Der Ausdruck ω_ρ = | ·* k,.k ^ku"osl ^T' ^der ^s^⁰^ ^{aus den} Parametern des Phasenregelkreises und der Trägeramplitude des Eingangssignals zusammensetzt, wird konstant gehalten, indem erfindungsgemäß miniioüLens einer der Parameter k_M, k , k„ oder ü umgekehrt proportional zu u™ verändert wird. Um diese Parameter in der richtigen Weise regeln oder steuern zu können, muß zunächst eine Information über die Größe u„, beschafft werden. Dies kann grundsätzlich durch eine kohärente oder inkohärente Amplitudendemodulation geschehen, die aber so selektiv erfolgen muß, daß ein Nachbarkanalsignal auf aer Eingangsseite die Information nicht verfälscht. .Fig. 3 zeigt das Prinzipschaltbild dieser AM-Demodulation_f hes-tenend aus- aer Kettenschaltung. Ό des Mischers M2, des" Tiefpas-ses TPS un-d. des Regelfilters RF2» Das' Eingangssignal Ug(tr) wird in einem Mischer M2 mit einem LoRaloszillatorsignal U⁷T₀Ct) multipliziert:

^uM2^{(t) s k}M2 ^ULa^{(t) U}E^Ct>
(3T>

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Der Tiefpaß TPS muß eine hohe Selektivität besitzen. Seine Bandbreite muß kleiner oder gleich der HF-Kanalbreite sein. Dadurch wird vermieden, daß Nachbarkanalsignale einen Beitrag zu den Tiefpaßausgangssignal u_Tp„(t) leisten. Mit

u_E(t) = u_T (1 + m(t)) sin("_Tt + <o(t) + ύ_τ) (3D

^uLo^(t) = "Lo ^sin(V ⁺ «W ' . ^(3?)

erhält man dann

u_Tps(t) = j ^kM2^ks"T"Lo ^^{1 +} "¹^ ^ cosU(t) + 6_Ί - 4>_Lq) (^:)

Dieses Signal muß in einem selektiven Regelfilter RF2 so weiter aufgearbeitet werden, daß nur der zeitinvariante Anteil als Stell- oder Steuersignal u_R„p übrig bleibt. Dies kann beispielsweise ci'.:rch Bildung der Wurzel des Spannungsquadratmittelwertes (rms-Wert) geschehen. Dann folgt:

^URF2 = I ^kM2^kS^kRF2^tlTⁱⁱLo ⁽³⁴⁾

Damit ist eine zu ti™ proportionale Größe gefunden. Bei einem stets mit dem-Eingangssignal synchron mitlaufenden Lokaloszillator LO würde sich die Ableitung der zu u_T proportionalen Größe einfacher gestalten. Hier gilt nämlich

eosU(t) + «>_T - <*_Lo) - 1 (35)

^UTPS = i ^kM2^kS^GT^GLo (^1+m(^> ⁽³⁶⁾

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Durch Filtern mit einem Regelfilter RF2 hinreichend kleiner L'.a.-idbreite erhält man daraus:

Die Weiterverarbeitung des Signals hängt nun davon ab, welcher dar Parameter k_M, k,., k oder u beeinflußt werden soll.

ii V OS OS

Für eine Regelung der VCO-Amplitude u bietet sich eine kohären-

os

te AK-Demodulation an. Fig. ¹J zeigt das Blosckschaltbild dieses £,e regelten PLL.

Die Blöcke M1, TPI₁ RF1 und VCO bilden den eigentlichen PLL. Für die PLL-Funktion kann der Regelverstärker RV als zum Osziliav.or gehörig betrachtet v/erden. Das Signal u _ ist um 90° ge-

OS ι c.

,o.'iübor dem Signal u ₁ verschoben. Im gerasteten Fall wird da-

OSy I

her durch die Blöcke M2 und TPS eine kohärente AM-Demodulation !(.■wirkt. Im Block RF2 wird die Information beschafft, welche <ieri Regelverstärker steuert. Durch eine Spannung u ,, kann der .Soliwert von ω eingestellt werden.

tixne zweite Möglichkeit ist die Steuerung des Gewinns im NF-Pfad des PLL. Dies kann beispielsweise durch Veränderung der

Spannungsverstärkung k_yi im Tiefpaßblock TP1 geschehen.

u (ω)

Dabui ist k_v1=lim

ω -o u_M1 (ω)

u„p. (ω) ist das Tiefpaßausgangssignal, u_M1 (ω) das Tiefpaßeingangssignal in Abhängigkeit von der Kreisfrequenz ω.

Bine Erhöhung der Modulationsempfindlichkeit k _ würde ebenfalls

OS

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i::i NF-Pfad durch Einflußnahme auf den Modulationsverstärker im VCO erfolgen.

i/i.fc: Koduiationsempfindlichkeit k ist wie folgt definiert:

'^ u.„(t) die Momentankreisfrequenz des VCO und *... Ct-) üeine Steuerspannung, so gilt (falls u_ol. hinreichend i.-if.j.^rtm veränderlich ist)

⁰³ " "

: ι,... 'j zeigt ein mögliches Blockschaltbild mit Regelung der .;pnr,n-n^sverstärkung k„ vor Auskopplung von u„(t). .<ie Blöcke M1, TP1, RF1 und VCO bilden wreder den eigentlichen ;■;.!-. l>ev Multiplizierer M3 kann als NF-Verstärker mit variablem ...t..-. und als zu dem Block TP1 gehörig betrachtet werden. Die .".X-I'er.odulation wird wie in der vorangegangenen Schaltung durch • :vi\ Schaltblock D vorgenommen. Im Unterschied dazu muß die Information u_nn„ jedoch noch mit Hilfe eines Dividierblocks DIV nr d

invertiert werden. Mit einer Spannung u ,, erhält man dann am Ausgang des Dividierers den gewichteten Reziprokwert von ^uDpp· Dieses so gewonnene Signal u_R ist von der Form

u_R = k ViI ·
R u_T

Durch Multiplikation der Spannungen U_n,-., mit u_D im Mischer M3 wird daher eine Elimination des Einflusses von u„ auf u_p erzielt. Der Mischer M4 kann entfallen, wenn die AM-Information nicht ausgekoppelt werden soll.

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;j.jrch die Wichtung des Signals u_R mit der Spannung'υ ,, kann Sollwert von ω eingestellt werden.

Weiterhin besteht die Möglichkeit, den Gewinn k... des Mischers ;·;! zu regeln. Eine Schaltung dazu zeigt die Fig. 6. In dieser Schaltung wird das Ausgangssignal u_Rp2 des AM-Demodulators D dem Mischer M1 zugeführt zur Regelung seines Gewinns kj... In der Schaltung nach Fig. 6 ist das Signal u_R„₂ ebenfalls zur Regelung des Gewinns k_M2 des Mischers M2 im AM-Demodulator herangezogen. Die Definition und Bedeutung des Mischergewinns geht aus Gleichung (3) hervor.

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-JZO-r.

e e r s e 11

Claims

Patentansprüche

1. Demodulatorschaltung mit Phasenregelkreis, bestehend

aus einem Mischer, der das Eingangssignal mit dem Ausgangssignal eines spannungsgesteuerten Oszillators multipliziert, als dessen Steuerspannung die über'einen Tiefpaß geleitete Ausgangsspannung des Mischers dient, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens einer der Parameter des Phasenregelkreises, welche sich zusammensetzen aus der Amplitude des Ausgangssignals (u„_) des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO), der

OS

Modulationsempfindlichkeit (k ) des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) , der Spannungsverstärkung (k_y, k....) im Tiefpaß (TP, TP1) und dem Gewinn (k_M, k_m) des Mischers (M, M1), umgekehrt proportional zur Trägeramplitude (u„) des Eingangssignals (U_n,) verändert wird, so daß das Produkt (ω ) aus den

Parametern und der Trägeramplitude (CL) konstant ist.

2. Schaltung zur Gewinnung der Trägeramplitude des Eingangssignals nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine

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ORIGINAL INSPECTED

Information über die Größe der Trägeramplitude (u„) des Eingangssignals (ug) mit Hilfe eines AM-Demodulators gewonnen wird, welcher aus der Kettenschaltung (D) eines Mischers (M2), eines Tiefpasses (TPS) und eines Regelfilters (RF2) besteht, wobei auf den Mischer (M2) das Eingangssignal (Ug) und ein Lokaloszillatorsignal (u_Lq) gegeben werden, so daß am Ausgang des Regelfilters (RF2) ein der Trägeramplitude (u_T) proportionales Signal (u_RF2) ^er~ scheint (vgl. Fig. 3).

3. Schaltung zur Regelung der Amplitude des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators nach den Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal (u ) des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) zusammen

OS

mit dem Ausgangssignal (U₀₁₇₀) des AM-Demodulators (D) auf

nt¹ c.

einen Regelverstärker (RV) gegeben wird, dessen geregelte Ausgangsspannung (u .) um 90° phasenverschoben dem Mi-

OS ι I

scher (M2) des AM-Demodulators zugeführt wird (vgl. Fig. 4).

4. Schaltung zur Regelung der Spannungsverstärkung im Tiefpaß nach den Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal (u_Tpi) des Tiefpasses (TP1) in einem Mischer (M3) mit dem invertierten Ausgangssignal (u_D) des AM-Demodulators (D) multipliziert wird, wobei das Ausgangssignal (u ) des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) um 90* pha-

OS

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senverschoben dem Mischer (M2) des AM-Demodulators zugeführt wird (vgl. Fig. 5).

5. Schaltung zur Regelung der Modulationsempfindlichkeit des spannungsgesteuerten Oszillators nach den Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß einem Modulationsverstärker im spannungagesteuerten Oszillator (VCO) das Ausgangssignal des AM-Demodulators zugeführt wird.

6. Schaltung zur Regelung des Gewinns des Mischers des Phasenregelkreises nach den Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal (^unpp) ^des AM-Demodulators (D) dem Mischer (M) zugeführt wird zur Regelung seines Gewinns (kj,.) und das Ausgangssignal (u ) des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) um 90° phasenverschoben auf den Mischer (M2) des AM-Demodulators (D) gegeben wird (vgl. Fig. 6).

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