DE2302690A1

DE2302690A1 - Schmalbandfrequenzmodulationsempfaenger

Info

Publication number: DE2302690A1
Application number: DE2302690A
Authority: DE
Inventors: Theodore Lerner
Original assignee: National Aeronautics and Space Administration NASA
Current assignee: National Aeronautics and Space Administration NASA
Priority date: 1972-01-20
Filing date: 1973-01-19
Publication date: 1973-08-02
Also published as: CA986191A; AU472567B2; US3876939A; GB1424753A; JPS4883766A; AU5120973A; FR2168513B1; FR2168513A1

Description

2302690 Patentanwalt Dipl.-Phys. Gerhard Liedl 8 München 22 Stelnsdorfstr. 21-22 Tel. 29 84

B 5934

NATIONALAERONAUTICS AND SPACE ADMINISTRATION Washington, D. C. 20546, USA

Schmalbandfrequenzmodulationsempfänger

Die Erfindung betrifft einen Schmalbandfrequenzmodulationsempfanger, insbesondere für Sprechverbindung.

In herkömmlicher Weise benutzt ein Frequenzmodulationsempfänger, in folgendem kurz FM-Empfänger genannt, einen automatischen Verstärkungsregler für das empfangene Signal, um ein Abnehmen der Bandbreite

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in dem Maße, wie die Feldstärke des empfangenen Trägersignales abnimmt, zu vermeiden. Derartige Empfänger stellen Schwellenwerte dar, sofern das Träger/Rausch-Signalverhältnis abnimmt, welche relativ fest sind.

Die Aufgabe der Erfindung wird darin gesehen, den Empfänger so auszugestalten, daß er geeignet ist, selbst die Bedingungen des T rager/Rauscheinganges zu verändern.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch die Kombination von phasenstarren Demodulationsmitteln zur Demodulierung eines empfangenen frequenz moduliert en Trägersignals mit abnehmbarer Bandbreite als Funktion der Trägersignalstäfke, wobei bei einem ausgewählten niedrigen Wert des Träger/Rauschverhältnisses die Demodulationsmittel sich einem Schwellenwert nähern, an welchem sie die Phasenstarrheit verlieren und von an den Demodulationsmitteln angeschlossenen Signalunterdrückungsmitteln zur Verringerung der Trägersignalstärke, wenn das empfangene Träger/Rausch-Verhältnis abnimmt, wobei der Schwellenwert der Demodulationsmittel sich unterhalb des gewählten niedrigen Wertes des Träger/Rausch-Verhältnisses erstreckt.

Bei der Erfindung wird die Bandbreite des Demodulier kreises zweckmäßigerweise mit der Verringerung der empfangenen Signalfeldstärke vermindert, so daß der Demodulator geeignet ist, selbst die Bedingungen des Träger/Rausch-Verhältnisses am Eingang zu verändern. Bei niedrigen Träger /Rausch-Verhältnissen erreicht der phasenstarre Demodulator einen Schwellenwert, an welchem die Schleife des Demodulators die Phasenstarrheit verliert. Der Schwellenwert ist hierbei abhängig vom Band der Schleife und dem Träger/Rausch-Verhältnis des empfangenen Signals. Dem Demodulator sind Signalunterdrückungsmittel in Form eines

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Begrenzungsschaltkreises vorgeschaltet, welche die gesamte Ausgangs spannung relativ konstant über den gesamten Bereich der Träger/Rausch-Verhältnisse der Eingänge hält, so daß beim Anwaclisen der Eingangsrauschleistung die Leistung des Ausgangssignals gedrückt wird. Hieraus resultiert,daß der Schwellenwert des Systems auf einen niedrigeren Wert verringert wird als dies normal der Fall ist. Die Schleife verliert somit nicht ihre Phasenstarrheit, bis sich bedeutend niedrigere Werte des Träger/Rausch-Verhältnisses bei den Eingangssignalen zeigen. Bei der im vorstehenden genannten Schaltung ist nach den Demodulationsmitteln bzw. nach dem Demodulator ein Entzerrungskreis nachgeschaltet, der die Frequenz verteilung des demodulierten Signales so moduliert, daß die Frequenzverteilung des demodulierten Rausch-Signals abgeflacht wird. In einem Eingangswandler in Form beispielsweise eines Mikrofons wird vor der Modulation ein Vorverzerrungsnetzwerk oder ein abändernder Schaltkreis vorgesehen, der bestrebt ist, die Frequenzverteilung der Tonsignale abzuflachen. Der obenbezeichnete Entzerrungskreis im Empfänger stellt das Frequenzspektrum der demodulierten Tonsginale wieder her.

Der erfindungsgemäße Schmalband-FM-Empfänger demoduliert somit das empfangene f requenzmodulierte Trägersignal derart, daß die Bandbreite der demodulierenden Schleifenschaltung als eine Funktion der Feldstärke des Trägersignals sich verringert. Der Demodulatorschleife ist ein Begrenzungsschaltkreis vorgeschaltet, der ein konstantes Ausgangssignal liefert, so daß bei Verringerung des Signal/Rausch-Verhältnisses der Trägersignalausgang in gleicher Weise sich verringert und der Schwellenwert des Demodulators sich dementsprechend erstreckt. Das demodulierte Ausgangssignal ist in bezug auf sein Frequenzspektrum so verändert, daß das Frequenzspektrum des Tonausgangssignals abgeflacht wird. I m Eingangswandler in Form eines Mikrofons werden

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signale ,

die Sprech-/ durch ein Vorverzerrungsnetzwerk so verändert, daß

das Frequenzspektrum der Sprec^i-^⁸ .vW der Modulation abgeflacht wird. Ein Entzerrungskreis oder Abänderungskreis, der im Verstärker zur Abflachung des Rauschausgangssignales dem Demodulator nachge se haltet ist, stellt im wesentlichen das Frequenzspektrum des Sprechsignales wieder her. Der Demodulator ist ein phasenstarrer Rahmen in Form einer linearen negativen Rückkopplung, welcher einen Vervielfacherschaltkreis enthält, an welchem das empfangene Signal und das demodulierte Signal als Eingänge liegen und der den Eingang an einen Schleifenfilterverstärker liefert. Die offene Rückkopplungsschleifenverstärkung und die Übertragungsfunktion des Schleifenfilterverstärkers sind ao gewählt, daß für die Schleife die geeignete Frequenz vorgesehen ist und daß unterhalb einer vorbestimmten Frequenz eine Fehlerempfindlichkeit vorgesehen ist, welche einen angemessenen Modulations index für die interessierenden Frequenzen ermöglicht.

In den beiliegenden Figuren sind Ausführungsbeispiele der Erfindung dargestellt und es soll in folgendem die Erfindung anhand dieser Ausführungsbeispiele erläutert werden. Es zeigen;

Fig. 1 eine schematische Darstellung eines erfindungsgemäßen Schaltkreises;

Fig. 2 eine graphische Darstellung bestimmter Charakteristiken der phasenstarren Schleifenschaltung gemäß der Erfindung;

Fig. 3 eine graphische Darstellung des menschlichen Tonspektrums und bestimmte Eigenschaften der Erfindung;

Fig. 4 eine graphische Darstellung der geschlossenen Sc hie if en-

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empfindlichkeit der phasenstarren Schleifenschaltung gemäß der Erfindung bei verschiedenen Träger/Rauschverhältnissen;

Fig. 5 ein schematisches Schaltbild einer bevorzugten Ausführuiigs

form der Erfindung;

Fig. 6 a ein Schaltbild eines Vor Verzerrungsnetzwerkes;

Fig. 6 b eine graphische Darstellung des Frequenzganges der Schaltung in der Fig. 6a;

Fig. 7 ein Schaltbild eines Schleifenfilters einer bevorzugten

Ausführungsf or m;

Fig. 8a ein Schaltbild des Entzerrungskreises;

Fig. 8b eine graphische Darstellung des Frequenzganges des

Schaltkreises in der Fig. 8a;

Fig. 9 ein Schaltbild eines Schwellenwertbegrenzers und

Fig. 10 eine graphische Darstellung der Charakteristiken einer

bevorzugten Ausführungsform der Fig. 5.

Es soll nun im einzelnen auf die Fig. 1 Bezug genommen werden, in der Grundprinzipien der phasenstarren Demodulatorschleife gemäß der Erfindung dargestellt sind. Di der Fig. 1 leitet eine Eingangsklemme ein moduliertes Trägersignal φ (t) zusammen mit einem festen Gaußschen Rauschsignal η (t) der phasenstarren Demodulatorschleife zu.

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Diese beiden Signale werden als Eingang an einen Vervielfacherschaltkreis 12 gelegt. An den anderen Eingang desselben wird ein frequenz moduliertes Signal $(t) vom Oszillator 1.4 gelegt. Der Ausgang des Vervielfacher Schaltkreises 12 wird durch ein Tiefpaßfilter 16 geschickt, so daß hohe Frequenzkomponenten beseitigt werden. Ein Fehlersignal 0 (t) wird dann an das Schleifenfilter 18 gelegt, welches als Ausgang ein de moduliertes Signal ν (t) liefert. Das gefilterte Ausgangssignal ν (t) steuert die Frequenz des Oszillators 14 und hält die Schleife in Phasenstarrheit.

Das empfangene Signal besitzt die Form:

0 (t) = f~2 A sin [ta t + φ (t)] (1)

und das Rauschsignal besitzt die Form:

η (t) = y2^n₁ (t) sin ω t + η (t) cos ω tj (2)

Am Ausgang des Tiefpaßfilters 16 besitzt das Signal zwei nichtlineare Glieder gemäß der sinusförmigen Übertragungscharakteristik des Vervielfacherschaltkreises 12 und ist durch folgende Formel darstellbar:

0_e(t)=ABfsin 0(t) - 0(t)J +BN_c(t) (3)

wobei:

BN_c(t) = - nj(t) B sin0 (t) + n₂(t) cos 0 (t) (4)

Es sei darauf hingewiesen, daß das Ausgangssignal 0 (t) des Oszillators

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durch folgende Formel darstellbar ist:

0(t) = /Tb cos £u _Qt +0 (t)] ( 5)

Der Frequenzgang bzw. die Frequenzempfindlichkeit der Demodulator schleife ist so, daß Φ (t) - Φ (t) <<1 ist, so daß die Gleichung 3 wie folgt geschrieben werden kann:

0 _e(t) = ABjfsi (t) - ί (t)J + BN_c(t) ( 6 )

Der Ausgang des Oszillators 14 genügt daher der Gleichung: * r¹

0 (t) = K₀ v(t)dt ( 7 )

²Jo

Benützt man die Gleichung 6, so ergibt sich als Übertragungsfunktion des Schleifenfilters im Oberbereich:

v(t) = K₁ j AB 0 (t) - 0 (t) / + BN (t) } h(t-u) du ( 8 )

ioC ^{l J}

Solange die Gleichung 3 auf die Form der Gleichung 6 reduziert ist, kann die phasenstarre Schleife als ein Steuersystem mit linearer negativer Rückkopplung betrachtet werden und der Frequenzgang des Systems kann, indem man die Laplace-Transformationen der Gleichungen 7 und 8 nimmt, wie folgt bestimmt werden:

Φ(8) = Κ₂-^- (9)

V(s) = K₁ AB H(s) Γφ (s) - Φ (s) 7 + BK₁ H(s) N (s) (10 ) welche durch Substituierung und Lösung für Φ (s) - Φ (s) lautet:

TfABK₁K₂HjS^ I₊ABK₁K₉H(S) ~~Ä

ß * *~£—

5934 N/G 3 0 9 8 3 1/0943

Es sei darauf hingewiesen, daß im rechten Glied der Zähler.und der Nen ner mit A multipliziert sind, um das Rausch/Signal-Glied c^^s' zu erhalten. Aus der Gleichung 11 wird ersichtlich, daß das Fehler glied eine Funktion des Trägerphasenhubes Φ (s), des empfangenen Rausch/Träger Verhältnisses __^^iund der beiden folgenden Übertragungsfuktionen ist:

Geschlossene Schleife-Fehlerfrequenzgang

(12)

- I₊ABK₁ K₀H(S)

Geschlossene Schleife-Übertragungsfunktion

ABK₁K₂-/- ₍₁₃₎

1+ABK₁K₀(H(S)

Das geraeinsame Glied ABK₁K₀ ^i-wird als die offene Schleife-Übertra-

JL Δ S

gungsfunktion der phasenstarren Schleife betrachtet und die offene Rückkopplungsschleifen-Gleichstromverstärkung ist ABK, K₀.

Wenn man die offene Rückkopplungsschleifen-Gleichstromverstärkung genügend hoch wählt und die Übertragungsfunktion des Schleifenfilters so bestimmt, daß der offene Schleifen-Frequenzgang eine! Null-db-Überlappung bei etwa 3 kHZ mit einer genügend hohen Phasenreserve Φ an der NuIl-

db-Überlappung aufweist, sowie der geschlossene Schleifen-Fehlerfrequenz gang sx) ist, daß er die Bedingung der Gleichung 6 erfüllt, wird die Demadulationsschleife die erwünschte Verringerung in der Bandbreite als Funktion der empfangenen Feldstärke A des Trägersignals zeigen.

Zu diesem Zweck besitzt die Übertragungsfunktion des Schleifenfilters die allgemeine Form:

⁵⁹³⁴ 309 831/0943

^{H(s) =}

... (a_n+s)

... (b_n+s)

In der Fig. 2 wird diese Übertragungsfunktion so ausgewählt, daß die Phasenvoreilungsglieder a. und a„ bei 160 Hz und 13.000 Hz eingesetzt werden, damit die Phasenreserve 75° beträgt bei der Null-db-Überlappung. Die beiden Phasennacheilungsglieder b. und b« werden bei 360 Hz und 800 Hz eingesetzt, so daß der Null -db -Über la ppungspunkt bei 3.000 Hz gehalten wird. Ein zusätzliches Nacheilungsnetzwerk wird desgleichen bei 50.000 Hz eingesetzt, so daß der offene Schleifen-Frequenzgang bei hohen Frequenzen abnimmt. Die errechnete Schleifen-Rauschen-Bandweite der Konfiguration in der Fig. 2 beträgt 5.800 Hz.

Wie aus der Gleichung 11 festzustellen ist, bestimmen die Schleifenfilter-Übertragungsfunkt ion und die offene Schleifengleichstromverstärkung den offenen Schleifen-Null-db-Überlappungspunkt und die folgende geschlossene Schleifen-Bandbreite. Die Bandbreite der phasenstarren Schleife verringert sich daher als eine Funktion der empfangenen Trägerfeldstärke A, welche das erste Glied in der Gleichung für die offene Schleifen-Gleichstromverstärkung ist. Der spezielle Vorteil dieser Veränderung der Bandbreite in Abhängigkeit von der Trägerfeldstärke ist, daß die phasenstarre Schleife vermag die Eingangsbedingungen für das Träger/Rausch-Verhältnis zu verändern. Bei niedrigen Träger /Rausch-Verhältnissen erreicht die phasenstarre Schleife einen Schwellenwert, wo die Schleife die Phasenstarrheit verliert. Dieser Schwellenwert hängt ab von der Bandbreite der Schleife und dem empfangenen Träger /Rausch-Verhältnis. Durch Verringerung der Bandbreite bei sich verminderndem Träger /Rausch-Verhältnis ist es möglich, den Schwellenwert der Schleife auszudehnen und so die oben bezeichnete geeignete Charakteristik zu erhalten. Diese geeignete Bandbreitencharakteristik ist abhängig von der Verringerung der Signal-

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feldstärke sobald das Träger/Rausch-Verhältnis sich vermindert.

Es sind zwei Verfahren geeignet, um eine Verminderung der Trägerenergie mit der Verminderung des Träger/Rausch-Verhältnisses zu bewerkstelligen. Das erste besteht in der Anwendung einer geräuschbetriebenen automatischen Verstärkungsregelung und das zweite in der Anwendung vOn Mitteln eines Bandpaßbegrenzers. In beiden Fällen wird eine Verminderung der Feldstärke des Trägersignals erreicht, wenn das Träger /Rausch-Verhältnis abnimmt.

Ein Bandpaßbegrenzer kommt bevorzugt zur Anwendung, da er hervorragende Leistungskennwerte im Vergleich zu einer geräuschbetriebenen automatischen Verstärkungsregelung aufweist. Der Bandpaßbegrenzer hat die Eigenschaft, daß die gesamte Ausgangsenergie relativ konstant gehalten wird über den gesamten Bereich des Träger/Rausch-Verhältnisses am Eingang, so daß beim Anwachsen des Eingangsrauschens und bei gleichzeitigem Konstanthalten der Energie des Ausgangssignales der Begrenzer das Ausgangssignal unterdrückt. Als Folge davon ergibt sich eine Verminderung der Trägerenergie am Begrenzerausgang zusammen mit einer Ver minderung der Träger/Rausch-Verhältnisse am Eingang. Die Arbeitsweise des Begrenzers des genannten Types ist derart, daß bei hohen Träger/ Rausch-Verhältnissen eine 3 db-Verbesserung im Träger/Rausch-Verhältnis sichergibt, während bei niedrigen Träger/Rausch-Verhältnissen das Träger/Rausch-Verhältnis nur um 1, 06 db herabgesetzt ist.

Der Übertragungsfrequenzgangjder in der Fig. 2 dargestellt ist, wurde in Verbindung mit einem idealisierten Sprechspektrum einer männlichen Stimme, wie es in der Fig. 3 dargestellt ist, aufgezeichnet, wobei, was Im Nachstehenden noch beschrieben wird, das idealisierte Sprechspektrum im Mikrophon vorverzerrt wurde, um das idealisierte Sprechspektrum ab-

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zuflachen, wie es in der Fig. 3 dargestellt ist. Wenn am Modulator die Scheitelfrequenzabweichung + 3 kHZ beim 440 Hz-Scheitelwert des vorverzerrten Sprechspektrums ist, ergibt sich eine graphische Darstellung des relativen Modulations index, der nach der Frequenz aufgetragen ist, wie es in der Fig. 3 dargestellt ist. Es ist augenscheinlich, daß kein Bedürfnis für ein Anwachsen der offenen Schleife-Verstärkung unter 300 Hz oder über 3.000 Hz vorhanden ist, da die Energie des Stimmensignals außerhalb dieses Bereiches niedrig ist.

Um das demodulierte Stimmensignal im wesentlichen auf das ursprüngliche Frequenzspektrum zurückzubringen, ist ein Entzerrungsnetzwerk nach dem Demodulator vorgesehen und zu diesem Zweck wird bevorzugt ein Demodulationsnetzwerk verwendet, welches im wesentlichen das Frequenzspektrum des Rausch-Signals abflacht. Dieses Rausch-Signal hat andererseits das Bestreben, linear mit der Frequenz anzuwachsen, so daß der Entzerrungskreis nicht nur das ursprüngliche Frequenzspektrum des Stimmensignals bzw. Sprechsignals wiederherstellt, sondern auch das Rausch-Signal unterdrückt.

Indem man die Vorverzerrungs- und Entzerrungstechnik, wie sie im Vorstehenden allgemein beschrieben wurde und wie sie im folgenden noch speziell dargestellt werden soll, zur Anwendung bringt, ergibt sich eine geschlossene Schleifen-Ansprechbarkeit der phasenstarren Schleife bei verschiedenen spektralen Träger/Rausch-Dichten, wie sie in der Fig. 4 dargestellt ist.

Zusätzlich wird im Eingangswandler, der die Form eines Mikrophons aufweisen kann, zwischen dem Vorverzerrungsnetzwerk und dem Modulator ein Schwellenwertbegrenzer verwendet. Der Schwellenwertbegrenzer dient zur Begrenzung der Scheitelfrequenzabweichung am Modulatorausgang, so

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daß diese Abweichungen einen Maximalwert nicht überschreitet. Dadurch wird gesichert, daß das frequenz modulierte Signal nicht über die gleichlaufenden Grenzen des phasenstarren Schleifendemodulators hinaus abweichen. Die Scheitelfrequenzabweichung bzw. der Scheitelfrequenz hub wird auf einem Wert gehalten, bei dem die phasenstarre Schleife beim niedrigsten noch gebräuchlichen Träger/Rausch-Verhältnis deutlich demoduliert.

Eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung ist in der Fig. 5 dargestellt und bestimmte Bestandteile dieser Ausführungsform und ihre Eigenschaften sind in den Fig. 6-9 im einzelnen wiedergegeben. Das in der Fig. gezeigte System enthält einen Eingangswandler in Form eines Mikrophons 20, das mit dem Vorverzerrungsnetzwerk 22, welches im einzelnen in der Fig. 6a dargestellt ist, verbunden ist. Bezugnehmend auf die Fig. 6a ist festzustellen, daß eine Eingangsklemme 50 des Vorverzerrungsnetzwerkes über eine Kapazität und einen Widerstand 56, 58, welche in Serie geschaltet sind und über einen hierzu parallel geschalteten Widerstand 60 mit einem Funktionsverstärker gekoppelt sind. Über einen Rückkopplungswiderstand ist eine Rückkopplung hergestellt. Wie im vorstehenden schon erläutert, verändert das Vorverzerrungsnetzwerk 22 das empfangene Sprechsignal so, daß seine Frequenzverteilung abgeflacht wird, wobei das erforderliche Ausgangssignal an einer Klemme 52 erscheint.

Die Fig. 6b zeigt den Frequenzgang für das Vorverzerrungsnetzwerk, welches durch den Kondensator 56 und die Widerstände 58, 60 und 62 erhalten wird. Der Frequenzgang ist flach und sieht eine Nullverstärkung unterhalb 300 Hz vor. Über 3.000 Hz ist der Frequenzgang ebenfalls flach und besitzt eine 20 db fto Oktav-Charakteristik zwischen diesen Grenzen, wie aus der Figur ersichtlich ist.

Zurückkehrend zur Fig. 5 ist festzustellen, daß das veränderte Sprech-

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signal, welches vom Vorverzerrungsnetzwerk erhalten wird, an den Schwellenwertbegrenzer 24, der in der Fig. 9 dargestellt ist, gelegt wird. Dieses Netzwerk, d. h. der Schwellenwertbegrenzer, ist einfach ausgebildet und enthält einen Widerstand 98, der zwischen die Eingangsund Ausgangsklemmen 94 und 96 geschaltet ist. In Kombination mit dem Widerstand ist ein entgegengesetzt gepoltes Diodenpaar 100, 102 vorgesehen, das an Masse gelegt ist. Die Eingangsspannungshöhe ist so festgesetzt, daß die Schwellenwert höhe ungefähr 12 db unter dem Scheitel-Sprechsignal liegt. Der Ausgang steuert die Frequenz eines Oszillators 26, der eine Mittenfrequenz von 100 kHz aufweist.

Im Empfängerteil des Systems wird das empfangene Signal zunächst bei 28 verstärkt und dann an einen Vervielfacherschaltkreis 36, der dem Vervielfacherschaltkreis 12 der Fig. 1 entspricht, gelegt. Ein 5 kHz-Tiefpaßfilter 38 entspricht dem Filter 16 der Fig. 1 und ein Schleifenfilternetzwerk 40 ist im einzelnen in der Fig. 7 dargestellt. Unter Verwendung der verschiedenen Bezugszeichen für die einzelnen Komponenten, welche mit dem Funktionsverstärker 60 verbunden sind, ist aus der Figur ersichtlich, daß Kapazitäten 62, 66, 72 und 76, welche entsprechend mit C₁, C₃, C₄ und C₅ bezeichnet sind, und Widerstände 64, 68, 70, 74, 78 und 80, welche entsprechend mit R₁, R„, R„, R-, R- und R_ß bezeichnet sind, zur Anwendung kommen. Folgende Parameter werden für die phasenstarre Schleife angewendet:

Demodulator -Signal und Komponentenwerte

Tl A = vJ2 B = 5 Volt

AB * 1, 25 Volt/Kreisfrequenz

^Kl ⁼

= 1,15

Offene Schleife-Übertragungsfunktion-Parameter

Träger- und sprachgesteuerte Oszillator-Signal-Höhe

Vervielf ac her-Übertragungskonstante

Schleifenfilter-Gleichstrom verstärkung

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= 2π·40.10³

1 Ύ

10

^Re>

sprac hgesteuert e Osz illator Übertragungskonstante

Gleichstrom-Schleifenverstärkung = 111 db b_x =1,5 Hz Sl₁ = 16 Hz a_o = 160 Hz

^b2 *T ^{π R}3^C1 b₃ *_T T₁ C₄(R₄ + R₅) a CR

^a4 ~ Ύ ^{π C}2^(R2 ^{+ R}3^ 1

.= 360 Hz

b₃ = 800 Hz

= 3. 000 Hz = 13.000 Hz

b₄ = 50. 000 Hz

Die Eigenschaften der phasenstarren Schleife, welche durch die Schaltkreise 36, 38, 40, 62 und 34 der Fig. 5 erhalten werden, sind in der Fig. 10 dargestellt.

Das Signal V(t) wird an einen Entzerrungskreis 44 gelegt und anschließend wird das Sprechsignal über einen Verstärker 46 zu einem Sprecher 48 weitergegeben. Der Entzerrungskreis ist im einzelnen in der Fig. 8a dargestellt und hat einen Frequenzgang, wie er in der Fig. 8b gezeigt ist. Die Eingangs- und Ausgangsklemmen des Entzerrungskreises sind mit 82 und bezeichnet. Der Entzerrungskreis selbst enthält einen Eingangswiderstand 88,

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der mit einem Funktionsverstärker 86 verbunden ist. Über einen Rückkopplungswiderstand 90 und einen Kondensator 92, der parallel zum Widerstand geschaltet ist, ist eine Rückkopplung hergestellt.

Bei der praktischen Anwendung kann die empfangene Trägerfrequenz über + 5 kHz variieren, was der Doppler-Frequenzverschiebung zwischen einem Flugzeug und dem Satellitenzwischenglied und Instabilitäten in einem Flugzeugmodulator mit sprachgesteuertem Oszillator/entspricht. Bei einer Bodenstation hat der phasenstarre Schleif ende wcdulator nicht nur diesen Bereich der Trägerfrequenzen aufzuspüren, sondern er hat den Träger über den Empfang jeder Spree hüber mittlung zu erfassen. Da die phasenstarre Schleife große Abweichungen der Trägerfrequenz zu verfolgen hat und außerdem Phasenfehler am Vervielfacherschaltkreis auf ein Minimum gehalten werden müssen, wird eine hohe offene Schleifen-Gleichstromverstärkung benötigt. Der statische Phasenfehler zwischen

Oszillator VCO des Demodulators dem empfangenen Träger und dem sprachgssteuerten /ist gegeben durch

wobei ω die Trägerfrequenz in Kreisfrequenzen pro Sekunde und _ω

O VLU

die sprachgesteuerte Oszillator-Frequenz des Demodulators in Kreisfrequenzen pro Sekunde sind. Um einen statischen Phasenfehler von 5° über

einen Trägerfrequenzbereich von + 5 kHz zu erhalten, ist eine offene

5 Schleifen-Gleichstromverstärkung von 3,6 · 10 oder 111 db notwendig. Um nun diese Gleichstromverstärkung in die offene Schleifen-Übertragungsfunktion einsetzen zu können und um gleichzeitig die offene Schleifen-Übertragungseigenschaften einer veränderten Schleife zweiter Ordnung aufrechtzuerhalten, war es notwendig, die Schleif en-Verstärkung durch Einfügen eines Nacheilungs-, Voreilungs-Netzwerkes bei 1,5 Hz und 16 Hz zu erhöhen. Dieses Nacheilungs-, Voreilungs-Netzwerk sieht

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zusammen mit der Gleichstromverstärkung K₁ des Schleifenfilters die notwendige Erhöhung in der Verstärkung der offenen Schleifen-Übertragungsfunktion vor.

Versuche am Demodulator, der mit der offenen Schleifen-Übertragungsfunktion in der Fig. 10 entworfen war, zeigten keine Verschlechterung der Arbeitsweise über einem Bereich von Träger/Rausch-Verhältnissen bis hinab zu 45 db-Hz und einer Scheitelfrequenzabweichung von +-3,0 kHz. Bei niedrigen Träger/ftausch-Verhältnissen und Scheitelfrequenzabweichungen von +1,5 kHz war es notwendig, die geschlossene Schleifenbandbreite durch Verringerung der offenen Sc hleifenrückkopplungs verstärkung um 1/2 zu vermindern. Der statische Phasenfehler für diesen Fall betrug 10° bei ω - ω = 5, 0 kHz. Es ergab sich eine merkliche Verschlechterung der Arbeitsweise bei einem Träger/Rausch-Verhältnis von 41 db-Hz. Durch Änderung der Nacheilungs- und Voreilungsnetzwerke bei a- und b. (Fig. 10) jedoch war es möglich, den Phasenfehler auf ursprüngliche 5 zu reduzieren und eine geeignete Arbeitsweise der Schleife zu erhalten.

Bei einem Druckknopfsprechsystem (push-to-talk system) muß die phasenstarre Schleife die Sprachträgerfrequenz beim Empfang von jeder Übertragung aus einem Flugzeug einfangen. Die Zeit für das Erfassen muß ein Minimum der Zeitdifferenz sein zwischen dem Eindrücken des Sprechknopfes und der Zeit, in der der Sprecher zu sprechen beginnt. Die Zeit, um Phasenstarrheit zu erlangen, ist abhängig von den Anfangsbedingungen der Trägerfrequenz und der sprachgesteuerten Oszillatorfrequenz-Unterschiede. Wenn die Frequenzunterschiede in die Rausch-Bandbreite der phasenstarren. Schleife fallen, dann ist diese Zeit eine Funktion der Schleifenaufschaltzeit. Für Frequenzunterschiede außerhalb der Schleifenrausch-Bandbreite ist diese Zeit eine Funktion sowohl der Auf schalt zeit als auch der Zeit, welche benötigt wird, um den sprachgesteuerten

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Oszillator und den Trägerfrequenzunterschied in die Schleifenrausch-Bandbreite zu ziehen (Mitnehmerzeit).

Die graphischen Darstellungen der Fig. 4 zeigen den Frequenzgang des phasenstarren Modulators der Fig. 5 für verschiedene Träger/Rausch-Verhältnisse.

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Claims

230269Q Patentansprüche

1. } Schmalbandfrequenzmodulationsempfanger, insbesondere für Sprechverbindung, gekennzeichnet durch die Kombination von phasenstarren Demodulations mitte In zur De modulierung eines empfangenen frequenzmodulierten Träger Signa Is mit abnehmender Bandbreite als Funktion der Trägersignalstärke, wobei bei einem ausgewählten niedrigen Wert des Träger /Rausch-Verhältnisses am Eingang die Demodulationsmittel sich einem Schwellenwert nähern, an welchem sie die Phasenstarrheit verlieren und von an denDemodulationsmitteln angeschlossenen Signalunterdrückungsmittelnzur Verringerung der Trägersignalstärke, wenn das empfangene Träger /Rausch- Verhältnis abnimmt, wobei der Schwellenwert der Demodulationsmittel sich unterhalb des gewählten niedr igen Wertes des Träger/ Rausch-Verhältnisses erstreckt.

2. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Demodulationsmittel Oszillatoren VCO enthalten zur Erzeugung eines frequenzmodulierten Trägersignals als Funktion des Ausgangs der Demodulationsmittel, daß für den Ausgang der Signalunterdrückungsmittel und den Ausgang der Oszillatoren ein Vervielfacher se haltkreis vorgesehen ist, und daß an den Ausgang des Vervielfacherschaltkreises einDemodulatorschleifenfilter (18) angeschlossen ist.

3. Empfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal des Vervielfacher Schaltkreises (12) der Gleichung:

0_e(t) = ABsin[0(t) -0 (t)]+BN_c(t)

genügt, wobei A die empfangene Trägersignalfeldstärke, B die Signalfeldstärke der Oszillatoren, φ (t) die Phasenmodulation des empfangenen Signals, 0 (t) die Phasenmodulation des Ausgangssignales der Oszillato-

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ren und N (t) das Rauschen sowie /. (t) - .' (t) klein ist, so daß sm[.'(t) - 'j(t) ] im wesentlichen gleich ist />(t) - / (t).

4. Empfänger nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Über- * tragungsfunktion des Schleifenfilters der Beziehung

genügt.

5. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel zur Veränderung des Frequenzspektrums des Ausgangssignals der Demodulationsmittel vorgesehen sind, so daß das Spektrum des demodulierten Rausch-Signals abgeflacht wird.

6. Empfänger nach einem der Ansprüche 2-4, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel zur Änderung des Frequenzspektrums des Ausgangs des Schleifenfilters vorgesehen sind, so daß das Spektrum des demodulierten Rausch-Signales abgeflacht wird.

7. Schmalbandfrequenzmodulationsempfanger für Sprechverbindung nach einem der vorstehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch die Kombination von einem Mikrophon zur Übermittlung von Sprechsignalen als frequenzmodulierte Trägersignale, welche Vorverzerrungsnetzwerke zur Abflachung des Frequenzspektrums der übertragenen Sprechsignale enthalten, von Empfängermitteln für das frequenz modulierte Trägersignal und das Rauschen, welche Demodulationsmittel für das frequenz modulierte Trägersignal mit abnehmender Bandbreite als Funktion der Trägersignalfeldstärke, Begrenzungsmittel zur Verringerung der Trägersignalfeldstärke bei abfallendem Träger /Rausch-Verhältnis und Entzerrungs mittel zur Verän-

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derung des Frequenz spektrums des de modulierten Signals enthalten, wobei das Frequenzspektrum des demodulierten Rauschens abgeflacht und das Frequenzspektrum des ursprünglichen Sprechsignals wiederhergestellt wird.

8„ Schmalbandfrequenzmodulationsempfanger für Sprechverbindung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Demodulations mittel Oszillatoren zur Erzeugung eines frequenz modulierten Trägersignals als Funktion des Ausgangs der Demodulationsmittel, Vervielfacherschaltkrei-8@ für den Ausgang der Begrenzungsmittel und den Ausgang der Oszillatormittel sowie Demodulatorschleifenfilter zur Demodulierung des Ausgangs der Vewielfacherschaltkreise enthalten.

9, Seiimalbandfrequenzmodulationsempfanger für Sprechverbindung

nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang der Verviel-•faeti-srselialtkreise der Beziehung

0_e£t) = ABsin ϊφ (t) - $ (t) ] + BN_c(t)

gehörest, wobei A die empfangene Trägersignalfeldstärke, B die Signalfeldstärke der Oszillatoren, 0(t) die Phasenmodulation des empfangenen Signals, 0(t) die Phasenmodulation des Ausgangssignales der Oszillatoren und H (t) das Rauschen sowie 0(t) - φ (t) klein ist, so daß sin 10 (t) - £ (t) ] im wesentlichen gleich ist p(t) -φ (t).

nach Anspruch.

9,

10. Schmalbandfrequenzmodulationsempfanger für Sprechverbindung/

dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungsfunktion des Schleifenfilters der Beziehung

(a₁₊s) ... (a_n+s) ^H(S)= (b

... (b_n+s)

genügt.

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