JPS58100511A - Ｆｍ復調回路 - Google Patents
Ｆｍ復調回路Info
- Publication number
- JPS58100511A JPS58100511A JP19963381A JP19963381A JPS58100511A JP S58100511 A JPS58100511 A JP S58100511A JP 19963381 A JP19963381 A JP 19963381A JP 19963381 A JP19963381 A JP 19963381A JP S58100511 A JPS58100511 A JP S58100511A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- intermediate frequency
- band
- pll
- frequency
- tuning
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/24—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits
- H03D3/241—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits the oscillator being part of a phase locked loop
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Transmitters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は位相同期ループ（以下ＰＬＬと略称）を含む
ＩＭ復調回路の改ｊＬＫ関するものである・ＩＭ受信方
式はムＭ受信方弐に比べ一般に８Ｍ比（以下８ ／ Ｍ
と略称）が大きくとれるが、復調器への信号入力が雑音
レベルと同等になると急に雑音が増加するいわゆるスレ
ッショルドの現象がある。しかもＰＭ倍信号このスレッ
ショルドレベル以下Ｏ場合には、ＡＭ受信方弐〇 ｓ
／ Ｎよシ悪くなる。
ＩＭ復調回路の改ｊＬＫ関するものである・ＩＭ受信方
式はムＭ受信方弐に比べ一般に８Ｍ比（以下８ ／ Ｍ
と略称）が大きくとれるが、復調器への信号入力が雑音
レベルと同等になると急に雑音が増加するいわゆるスレ
ッショルドの現象がある。しかもＰＭ倍信号このスレッ
ショルドレベル以下Ｏ場合には、ＡＭ受信方弐〇 ｓ
／ Ｎよシ悪くなる。
ＰＬＬ復調は上述のスレッショルドレベルを改蕾する丸
めに帯域圧縮を行ないながら復調をするよい方法であ３
７、ＦＭ受信機に多く採用されている。
めに帯域圧縮を行ないながら復調をするよい方法であ３
７、ＦＭ受信機に多く採用されている。
第ｉｍｌは従来ＯＰＩｉＬを利用したＦＭ復調回路を示
す概略ブレツタ園である。入力端子（１） Ｋは周波数
変換段（ｌｉ示せず）よｌＯＦＭ中間周波数信号が与え
られ、次段とのマツチングと帯域フィルタとを兼ねえ中
間周波トランス（りを通〕、中間周波帯域フィルタ（３
）および中間周波増幅１１（４）によプ帯域制限および
増幅をされた後、位相−比較器（！Ｉ）、電圧制御発ａ
ｌｌ （以下ｖｃｏと略称）（７）およびループフィル
タ＠）からなるＰＬＬ復調回路（８）に入力される。
す概略ブレツタ園である。入力端子（１） Ｋは周波数
変換段（ｌｉ示せず）よｌＯＦＭ中間周波数信号が与え
られ、次段とのマツチングと帯域フィルタとを兼ねえ中
間周波トランス（りを通〕、中間周波帯域フィルタ（３
）および中間周波増幅１１（４）によプ帯域制限および
増幅をされた後、位相−比較器（！Ｉ）、電圧制御発ａ
ｌｌ （以下ｖｃｏと略称）（７）およびループフィル
タ＠）からなるＰＬＬ復調回路（８）に入力される。
位相比較１） （１）に入力され九１Ｍ中間周波信号は
ＶＣＯ（７）よ〕の出力と比較され、その位相差に対応
し九出力がループフィルタ（６）に与えられる。ループ
フィルタ（・）の四−パス出力は、抵抗（２）を介して
ｖｃｏ （７）に制御電圧として与えられ、ＶＣＯ（７
） ノＬ Ｃ共振回路の一部をなすパリキャップ（１）
の容量を変化させ、前記位相差を０とするようにｖＣｏ
（７）の発振周波数を変える。コイル（ロ）およびコ
ンデンナ員はバリキャップ（９）と共にｖｃｏ （７）
の共振回路を形成している・このループによｊ５１ＦＭ
中間周波信号とＶＣＯ出力が位相比較器（６）で位相比
較され、両者が等しくなるようなりＣ電圧が出力端子（
ロ）に現われる。したがって、入力端子（１）から入力
され九１Ｍ中間周波信号のＩｆ４Ｍ、数偏移に対応した
検波出力を出力端子（至）から取り出すことかで自る。
ＶＣＯ（７）よ〕の出力と比較され、その位相差に対応
し九出力がループフィルタ（６）に与えられる。ループ
フィルタ（・）の四−パス出力は、抵抗（２）を介して
ｖｃｏ （７）に制御電圧として与えられ、ＶＣＯ（７
） ノＬ Ｃ共振回路の一部をなすパリキャップ（１）
の容量を変化させ、前記位相差を０とするようにｖＣｏ
（７）の発振周波数を変える。コイル（ロ）およびコ
ンデンナ員はバリキャップ（９）と共にｖｃｏ （７）
の共振回路を形成している・このループによｊ５１ＦＭ
中間周波信号とＶＣＯ出力が位相比較器（６）で位相比
較され、両者が等しくなるようなりＣ電圧が出力端子（
ロ）に現われる。したがって、入力端子（１）から入力
され九１Ｍ中間周波信号のＩｆ４Ｍ、数偏移に対応した
検波出力を出力端子（至）から取り出すことかで自る。
とζろで、こＯＰＬＬ復調によ〕弱電界における８ ／
Ｍの悪化を改普する場合、 ＰＬＩ、の同期範囲を狭
帯域化し、帯域圧縮する程大きい効果が得られる。しか
しながら帯域圧縮を進めていくと、スレッショルド現象
が起こる弱電界付近において゛は通常モノラル受信に切
換える丸め、ステレオ時のサブキャリア３７３ ＫＨｚ
等に対する帯域の考慮は必要ないが、変調度すなわち周
波数偏移が大きくなつえ場合、同期範囲の上限および下
限でインパルスノイズが発生する。したがって検波出力
に対する無変調時のノイズを比で規定するところのＳ
／ Ｘで大きい改蕾効来が得られるのに対し、変調度が
大きくなると前記インパルスノイズのため歪が大きくな
シ実用土問題となってくる。
Ｍの悪化を改普する場合、 ＰＬＩ、の同期範囲を狭
帯域化し、帯域圧縮する程大きい効果が得られる。しか
しながら帯域圧縮を進めていくと、スレッショルド現象
が起こる弱電界付近において゛は通常モノラル受信に切
換える丸め、ステレオ時のサブキャリア３７３ ＫＨｚ
等に対する帯域の考慮は必要ないが、変調度すなわち周
波数偏移が大きくなつえ場合、同期範囲の上限および下
限でインパルスノイズが発生する。したがって検波出力
に対する無変調時のノイズを比で規定するところのＳ
／ Ｘで大きい改蕾効来が得られるのに対し、変調度が
大きくなると前記インパルスノイズのため歪が大きくな
シ実用土問題となってくる。
そζで、この発明はＰＬＬ復調における充分な帯域圧縮
によるスレッショルド改善効果を得ながら、変調度が大
きくなった場合の歪をなくし、実用上の感度を上けるこ
とが可能な７Ｍｌ［１４回路を提供することを目的とし
ている。
によるスレッショルド改善効果を得ながら、変調度が大
きくなった場合の歪をなくし、実用上の感度を上けるこ
とが可能な７Ｍｌ［１４回路を提供することを目的とし
ている。
第２図はζＯ発明の一実施例を示す概略ブロック図であ
る。この実施例の構成は以下に述べる点を除１１図Ｏ關
路と同様であるので、相当する部分Ｋｍｍ同一番参照番
号付してその説明を省略する。ＶＣＯ（７）０共振回路
の一部をなすバリキャップ（・）に与えられる四−パス
出力としての制御電圧は、抵抗（至）を介して中間周波
トランス＜り４り１次側のＬＣ共振回路の一部をなすバ
リキャップ６４に同時に与えられる。し九がって中間周
波トランス（２）の同調帯域中心周波数は、’ＰＬＬ
ＯＶＣＯ制御電圧すなわち搬送波Ｏ周波数偏移に同期し
て変化することになる。
る。この実施例の構成は以下に述べる点を除１１図Ｏ關
路と同様であるので、相当する部分Ｋｍｍ同一番参照番
号付してその説明を省略する。ＶＣＯ（７）０共振回路
の一部をなすバリキャップ（・）に与えられる四−パス
出力としての制御電圧は、抵抗（至）を介して中間周波
トランス＜り４り１次側のＬＣ共振回路の一部をなすバ
リキャップ６４に同時に与えられる。し九がって中間周
波トランス（２）の同調帯域中心周波数は、’ＰＬＬ
ＯＶＣＯ制御電圧すなわち搬送波Ｏ周波数偏移に同期し
て変化することになる。
中間周波増幅器（４）においてリミッタがかかるような
安定した入力レベルでは、ＰＬＬの同期範囲はループ各
部の利得およびループの周波数特性により決まるが、入
力レベルの低下とと４に中間周波増幅器（４）における
リミッタはかからなくなル、位相比較１１（６）への入
力が下が〕始めると同期範囲は狭帯域化する。また、変
調すなわち周波数偏移がかかった場合の同期範囲は、中
間屑波信号のレベルが中間周波フィルタＯ減衰特性に従
って偏移がかかる程落ちる丸め、より狭帯域化し変調度
が大きくなると歪を生ずる。
安定した入力レベルでは、ＰＬＬの同期範囲はループ各
部の利得およびループの周波数特性により決まるが、入
力レベルの低下とと４に中間周波増幅器（４）における
リミッタはかからなくなル、位相比較１１（６）への入
力が下が〕始めると同期範囲は狭帯域化する。また、変
調すなわち周波数偏移がかかった場合の同期範囲は、中
間屑波信号のレベルが中間周波フィルタＯ減衰特性に従
って偏移がかかる程落ちる丸め、より狭帯域化し変調度
が大きくなると歪を生ずる。
帯域フィルタ（３）Ｋは通常セラミックフィルタ勢を使
用するので、第３図（至）のように±１００にＨｚ付近
の特性はフラットで帯域外の減衰度を大暑〈得ている。
用するので、第３図（至）のように±１００にＨｚ付近
の特性はフラットで帯域外の減衰度を大暑〈得ている。
これに比し中間局波ｔランスａ）は第３図６６ｏように
大きい減衰度は得られないが帯域中心周波数付近がフラ
ットでない、したがってこの帯域特性が弱入力時の同期
範囲に影響を与えるが・第３図（至）のように中間周波
トランス（りの同調帯域中心周波数を周波数偏移すなわ
ちＰＬＬに同期追従させれば、位相比較器（６）への信
号入力レベルおよびノイズの状態は一定となυ、同期範
囲に対する中間周波段Ｏ帯域特性の影響はなくなり、弱
入力時における同期範囲の狭帯域化によゐ歪を改善でき
る。
大きい減衰度は得られないが帯域中心周波数付近がフラ
ットでない、したがってこの帯域特性が弱入力時の同期
範囲に影響を与えるが・第３図（至）のように中間周波
トランス（りの同調帯域中心周波数を周波数偏移すなわ
ちＰＬＬに同期追従させれば、位相比較器（６）への信
号入力レベルおよびノイズの状態は一定となυ、同期範
囲に対する中間周波段Ｏ帯域特性の影響はなくなり、弱
入力時における同期範囲の狭帯域化によゐ歪を改善でき
る。
ま九従来の中間周波トランスでは、共振回路のｑを上げ
て帯域特性の先端を急峻にする程、同期範囲な狭帯域化
して悪影響を及ばずのに対し、こＯ方式で唸岡期範囲に
対する影響社なく、８／Ｍの改善に関してＰＬＬ検波の
帯域圧縮とともに、中間周波段においても追従蓋フィル
タとして帯域圧縮効果を得ることが可能となる。なか、
中間周波トランス（りの同調帯域中心周波数をＰＬＬ
Ｋ完全に同期させるため、中間周波）ランス（りおよび
ＶＣＯ（７）の共振回路の）ラッキング特性を等しくし
、またバリキャップ（１）、（Ｍ）の電圧対容量特性を
揃えることが必要となる。
て帯域特性の先端を急峻にする程、同期範囲な狭帯域化
して悪影響を及ばずのに対し、こＯ方式で唸岡期範囲に
対する影響社なく、８／Ｍの改善に関してＰＬＬ検波の
帯域圧縮とともに、中間周波段においても追従蓋フィル
タとして帯域圧縮効果を得ることが可能となる。なか、
中間周波トランス（りの同調帯域中心周波数をＰＬＬ
Ｋ完全に同期させるため、中間周波）ランス（りおよび
ＶＣＯ（７）の共振回路の）ラッキング特性を等しくし
、またバリキャップ（１）、（Ｍ）の電圧対容量特性を
揃えることが必要となる。
以上のように％ζＯ発明によれば中間周波トランスの同
調帯域中心周波数をＰＬＬと同期追従させることにより
、中間周波帯域フィルタの弱入力時におけるＰＬＬ同期
範囲に対する影響がなくな夛、弱入力時の高変調歪が少
ないＦＭ復調回路を提供することができる。
調帯域中心周波数をＰＬＬと同期追従させることにより
、中間周波帯域フィルタの弱入力時におけるＰＬＬ同期
範囲に対する影響がなくな夛、弱入力時の高変調歪が少
ないＦＭ復調回路を提供することができる。
第１図は従来のＦＭ復調回路を示す概略ブロック図、第
２図はこの発明によるＦＭ復調回路の一実施例を示す概
略ブロック図、第３図は中間周波帯域フィルタおよび中
間周波トランスの帯域特性を示すグラフである。 （り・・・中間周波トランス、（５）・・・位相比較器
、（６）・・・ループフィルタ、（ア）・・・電圧制御
発振器、（Ｓ）・・・ＰＬＬ復調回路。 なお、図中同一符号は同一まえは相当部分を示す。 代理人 葛野信−（外１名）
２図はこの発明によるＦＭ復調回路の一実施例を示す概
略ブロック図、第３図は中間周波帯域フィルタおよび中
間周波トランスの帯域特性を示すグラフである。 （り・・・中間周波トランス、（５）・・・位相比較器
、（６）・・・ループフィルタ、（ア）・・・電圧制御
発振器、（Ｓ）・・・ＰＬＬ復調回路。 なお、図中同一符号は同一まえは相当部分を示す。 代理人 葛野信−（外１名）
Claims (1)
- （１）電圧制御発振器を含む位相同期ループを有しＩＭ
信号を復調するためのＰＬＬ復調回路と、上記電圧制御
発振器の制御電圧によ多制御される中間周波同調回路と
を備え、上記同調ＶＳ＊Ｏ同調帯域中心周波数を電圧制
御発振器の発振周波数の変化と同期させることによシ、
搬送波の周波数偏移に対応して上記同調帯域中心周波数
を追従させることを特徴とする１Ｍ復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19963381A JPS58100511A (ja) | 1981-12-10 | 1981-12-10 | Ｆｍ復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19963381A JPS58100511A (ja) | 1981-12-10 | 1981-12-10 | Ｆｍ復調回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58100511A true JPS58100511A (ja) | 1983-06-15 |
Family
ID=16411089
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19963381A Pending JPS58100511A (ja) | 1981-12-10 | 1981-12-10 | Ｆｍ復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58100511A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1995009480A1 (de) * | 1993-09-29 | 1995-04-06 | Kenji Yokoyama | Fm-schwellenerweiterungs-detektorschaltung |
-
1981
- 1981-12-10 JP JP19963381A patent/JPS58100511A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1995009480A1 (de) * | 1993-09-29 | 1995-04-06 | Kenji Yokoyama | Fm-schwellenerweiterungs-detektorschaltung |
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