JPS6119184B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS6119184B2 JPS6119184B2 JP15724379A JP15724379A JPS6119184B2 JP S6119184 B2 JPS6119184 B2 JP S6119184B2 JP 15724379 A JP15724379 A JP 15724379A JP 15724379 A JP15724379 A JP 15724379A JP S6119184 B2 JPS6119184 B2 JP S6119184B2
- Authority
- JP
- Japan
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- frequency
- circuit
- controlled oscillator
- local oscillation
- oscillation
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Links
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 28
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 3
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 3
- 230000008859 change Effects 0.000 description 3
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 3
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 2
- 238000004904 shortening Methods 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J5/00—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner
- H03J5/02—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with variable tuning element having a number of predetermined settings and adjustable to a desired one of these settings
- H03J5/0245—Discontinuous tuning using an electrical variable impedance element, e.g. a voltage variable reactive diode, in which no corresponding analogue value either exists or is preset, i.e. the tuning information is only available in a digital form
- H03J5/0272—Discontinuous tuning using an electrical variable impedance element, e.g. a voltage variable reactive diode, in which no corresponding analogue value either exists or is preset, i.e. the tuning information is only available in a digital form the digital values being used to preset a counter or a frequency divider in a phase locked loop, e.g. frequency synthesizer
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Hardware Design (AREA)
- Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は位相同期ループ（以下、P.L.Lと称
す）を利用した周波数シンセサイザー方式の複数
バンド受信機に関するものであり、特にロツクア
ツプタイムを短く若しくは局部発振周波数の微調
が出来るように構成し、且つバンド数に拘わら
ず、一個のP.L.Lを有する構成としたものであ
る。
す）を利用した周波数シンセサイザー方式の複数
バンド受信機に関するものであり、特にロツクア
ツプタイムを短く若しくは局部発振周波数の微調
が出来るように構成し、且つバンド数に拘わら
ず、一個のP.L.Lを有する構成としたものであ
る。
第１図は従来周知のP.L.Lを利用した周波数シ
ンセサイザー方式のラジオ受信機のブロツクダイ
ヤグラムを示すものである。１は高周波増幅回
路、２は混合回路、３は中間周波増回路、４は検
波回路、５は低周波増幅回路、６はスピーカであ
る。まて、混合回路２に入力される局部発振信号
はP.L.Lより得ている。即ち、安定な基準発振回
路１０の発振出力は一定の分周比を有する分周回
路１１にて分周され、基準周波数信号（その周波
数をfrとする）として位相比較回路１２の一方の
入力となる。一方、電圧制御発振器１３の発振出
力（その周波数をfvとする）をその分周比（Ｎ）
が所望の局部発振周波数に応答して可変されるプ
ログラマブル分周回路１４にて分周され、位相比
較回路１２の他方の入力となる。位相比較回路１
２に入力される両信号の位相差に基く出力は低域
通過フイルタ１５を介して電圧制御発振器１３に
帰還される。斯かるP.L.Lは、周知の如く、fv＝
Ｎ・fr（Ｎは整数）にてロツク状態となる。そし
てプログラマブル分周回路１４の分周比（Ｎ）を
可変することにより基準周波数（fr）の整数倍の
局部発振周波数（fv）を得ることが出来る。従つ
て、一般に基準周波数（fr）は最小の放送周波数
間隔と一致するように設定される。ところで、
AM放送中波帯域に於いては、局間周波数は殆ん
ど9KHzであるが、ヨーロツパ地域の一部に於い
ては8KHz、1KHzの場合もある為、基準周波数
（fr）は1KHzに設定せざるを得なかつた。
ンセサイザー方式のラジオ受信機のブロツクダイ
ヤグラムを示すものである。１は高周波増幅回
路、２は混合回路、３は中間周波増回路、４は検
波回路、５は低周波増幅回路、６はスピーカであ
る。まて、混合回路２に入力される局部発振信号
はP.L.Lより得ている。即ち、安定な基準発振回
路１０の発振出力は一定の分周比を有する分周回
路１１にて分周され、基準周波数信号（その周波
数をfrとする）として位相比較回路１２の一方の
入力となる。一方、電圧制御発振器１３の発振出
力（その周波数をfvとする）をその分周比（Ｎ）
が所望の局部発振周波数に応答して可変されるプ
ログラマブル分周回路１４にて分周され、位相比
較回路１２の他方の入力となる。位相比較回路１
２に入力される両信号の位相差に基く出力は低域
通過フイルタ１５を介して電圧制御発振器１３に
帰還される。斯かるP.L.Lは、周知の如く、fv＝
Ｎ・fr（Ｎは整数）にてロツク状態となる。そし
てプログラマブル分周回路１４の分周比（Ｎ）を
可変することにより基準周波数（fr）の整数倍の
局部発振周波数（fv）を得ることが出来る。従つ
て、一般に基準周波数（fr）は最小の放送周波数
間隔と一致するように設定される。ところで、
AM放送中波帯域に於いては、局間周波数は殆ん
ど9KHzであるが、ヨーロツパ地域の一部に於い
ては8KHz、1KHzの場合もある為、基準周波数
（fr）は1KHzに設定せざるを得なかつた。
ところが、基準周波数（fr）を1KHzとすると
P.L.L.のロツクアツプタイムが長くなり、特にオ
ートサーチ方式のラジオ受信機に於いて問題とな
る。また、中間周波フイルタの特性のバラツキを
デジタル的に補正出来るように基準周波数（fr）
を小さくする場合にも問題となる。ここで基準周
波数（fr）を小さくすると、何故P.L.Lのロツク
アツプタイムが長くなるかを簡単に説明する。
今、電圧制御発振器１３、位相比較回路１２、低
域通過フイルタ１５の各利得定数を夫々、Kv、
Kp、ＫLとすると、P.L.Lの自然角周波数は、 ωｎ＝√・・Lとなることが知られ
ている。ところで、Ｎ＝fv／frであるから、基準
周波数（fr）を小さくするとＮが大きくなつて自
然角周波数（ωｎ）は小さくなり、ロツクアツプ
タイムが長くなる訳である。第１図に示す従来の
周波数シンセサイザー方式の受信機に於いては上
述したロツクアツプタイムの問題を解決すること
が出来なかつたのである。
P.L.L.のロツクアツプタイムが長くなり、特にオ
ートサーチ方式のラジオ受信機に於いて問題とな
る。また、中間周波フイルタの特性のバラツキを
デジタル的に補正出来るように基準周波数（fr）
を小さくする場合にも問題となる。ここで基準周
波数（fr）を小さくすると、何故P.L.Lのロツク
アツプタイムが長くなるかを簡単に説明する。
今、電圧制御発振器１３、位相比較回路１２、低
域通過フイルタ１５の各利得定数を夫々、Kv、
Kp、ＫLとすると、P.L.Lの自然角周波数は、 ωｎ＝√・・Lとなることが知られ
ている。ところで、Ｎ＝fv／frであるから、基準
周波数（fr）を小さくするとＮが大きくなつて自
然角周波数（ωｎ）は小さくなり、ロツクアツプ
タイムが長くなる訳である。第１図に示す従来の
周波数シンセサイザー方式の受信機に於いては上
述したロツクアツプタイムの問題を解決すること
が出来なかつたのである。
一方、複数バンドのラジオ受信機について考え
てみると、従来に於いては、バンドの数に対応さ
せて複数個の電圧制御発振器を設けており、回路
構成が複雑となつていた。
てみると、従来に於いては、バンドの数に対応さ
せて複数個の電圧制御発振器を設けており、回路
構成が複雑となつていた。
本発明は唯一個の電圧制御発振器を複数バンド
で共用することにより回路の簡略化を図り、且つ
ロツクアツプタイムの問題をも解決したものであ
る。そのブロツクダイヤグラムは第２図に示す通
りである。第２図に於いて、第１図と同一機能回
路には同一図番を付してある。尚添字ａはAMバ
ンド用、添字ｆはFMバンド用の回路を夫々示し
ている。第２図に示す実施例に於いては、基準周
波数を（fr′）、プログラマブル分周器１４の分周
比を（N′）、電圧制御発振器１３の発振周波数を
（fv′）としており、fv′＝N′・fr′となつている。
で共用することにより回路の簡略化を図り、且つ
ロツクアツプタイムの問題をも解決したものであ
る。そのブロツクダイヤグラムは第２図に示す通
りである。第２図に於いて、第１図と同一機能回
路には同一図番を付してある。尚添字ａはAMバ
ンド用、添字ｆはFMバンド用の回路を夫々示し
ている。第２図に示す実施例に於いては、基準周
波数を（fr′）、プログラマブル分周器１４の分周
比を（N′）、電圧制御発振器１３の発振周波数を
（fv′）としており、fv′＝N′・fr′となつている。
本発明の特徴は、複数バンドにも拘らず、電圧
制御発振器１３は唯一個であり、この電圧制御発
振器１３の発振出力を直接局部発振信号として利
用するのではなく、分周比（Ma）（Mf）を有す
る分周回路１６ａ，１６ｆにて分周した周波数
（fla）（flf）（fla＝fv′／ma、flf＝fv′／Mf）の信
号を局部発振信号として利用するものであり、こ
の信号を低減通過フイルタ１７ａ，１７ｆを介し
て混合回路２ａ，２ｆに印加するものである。低
域通過フイルタ１７ａ，１７ｆは高調波ノイズを
除く為のものであり、周波数（fla）（flf）の帯域
通過フイルタ等でも良い。分周比（Ma）（Mf）
は各バンドについて所定の局部発振周波数が得ら
れるように各バンド毎に決定すれば良い。斯かる
構成により電圧制御発振器１３を複数バンドで共
用することが出来る。今AMバンドについて本発
明に於ける基準周波数（fr′）、電圧制御発振回路
１３′の発振周波数（fv′）を第１図に示す従来例
のMa倍にしたとする。即ち、fr′＝Ma・fr、fv′＝
Ma・fvとする。すると、分周比（Ｎ）はＮ＝
fv′／fr′＝Ma・fv／Ma・fr＝Ｎとなり、従来例と
同一で良い。また、局部発振周波数の最小変化周
波数についても、△fla＝△fv′／Ma＝fr′／Ma＝
frとなり、従来例と同一となる。一方、自然角周
波数（ωn′）は電圧制御発振器１３の利得定数
（Kv′）はKv′＝Ma・Kvとなるから、ωn′＝√
′・・L′＝√・・・L
＝√・ωｎとなり、従来例に比較して√倍
となるから、ロツクアツプタイムは従来例に比較
して１／√倍とすることが出来る。即ち、従
来例に比較して分周比、局部発振周波数の最小変
化周波数等の特性は従来例と同一のままで、ロツ
クアツプタイムを１／√倍に短くすることが
出来るのである。
制御発振器１３は唯一個であり、この電圧制御発
振器１３の発振出力を直接局部発振信号として利
用するのではなく、分周比（Ma）（Mf）を有す
る分周回路１６ａ，１６ｆにて分周した周波数
（fla）（flf）（fla＝fv′／ma、flf＝fv′／Mf）の信
号を局部発振信号として利用するものであり、こ
の信号を低減通過フイルタ１７ａ，１７ｆを介し
て混合回路２ａ，２ｆに印加するものである。低
域通過フイルタ１７ａ，１７ｆは高調波ノイズを
除く為のものであり、周波数（fla）（flf）の帯域
通過フイルタ等でも良い。分周比（Ma）（Mf）
は各バンドについて所定の局部発振周波数が得ら
れるように各バンド毎に決定すれば良い。斯かる
構成により電圧制御発振器１３を複数バンドで共
用することが出来る。今AMバンドについて本発
明に於ける基準周波数（fr′）、電圧制御発振回路
１３′の発振周波数（fv′）を第１図に示す従来例
のMa倍にしたとする。即ち、fr′＝Ma・fr、fv′＝
Ma・fvとする。すると、分周比（Ｎ）はＮ＝
fv′／fr′＝Ma・fv／Ma・fr＝Ｎとなり、従来例と
同一で良い。また、局部発振周波数の最小変化周
波数についても、△fla＝△fv′／Ma＝fr′／Ma＝
frとなり、従来例と同一となる。一方、自然角周
波数（ωn′）は電圧制御発振器１３の利得定数
（Kv′）はKv′＝Ma・Kvとなるから、ωn′＝√
′・・L′＝√・・・L
＝√・ωｎとなり、従来例に比較して√倍
となるから、ロツクアツプタイムは従来例に比較
して１／√倍とすることが出来る。即ち、従
来例に比較して分周比、局部発振周波数の最小変
化周波数等の特性は従来例と同一のままで、ロツ
クアツプタイムを１／√倍に短くすることが
出来るのである。
次に、従来例に比較して分周比（N′）、電圧制
御発振器１３′の発振周波数（fv′）を夫々Ma倍
にした場合について考える。即ち、N′＝Ma・
Ｎ、fv′＝Ma・fvとする。すると、周準周波数
（fr′）はfr′＝fv′／N′＝Ma・fv／Ma・Ｎ＝frとな
り、従来例と同一で良い。局部発振周波数の最小
変化周波数は△rla＝△fv′／Ma＝fr′／Ma＝fr／
Maとなり、従来例の１／Ma倍となる。また自然
角周波数はωn′＝√′・・L′＝√
・
Kv・Kp・ＫL／Ma・Ｎ＝ωｎとなり、ロツクア
ツプタイムは従来例と同一となる。即ち、この場
合には、基準周波数、ロツクアツプタイミは従来
例と同一のままで、局部発振周波数の微調が従来
例に比較して１／Maまで可能となる訳である。
御発振器１３′の発振周波数（fv′）を夫々Ma倍
にした場合について考える。即ち、N′＝Ma・
Ｎ、fv′＝Ma・fvとする。すると、周準周波数
（fr′）はfr′＝fv′／N′＝Ma・fv／Ma・Ｎ＝frとな
り、従来例と同一で良い。局部発振周波数の最小
変化周波数は△rla＝△fv′／Ma＝fr′／Ma＝fr／
Maとなり、従来例の１／Ma倍となる。また自然
角周波数はωn′＝√′・・L′＝√
・
Kv・Kp・ＫL／Ma・Ｎ＝ωｎとなり、ロツクア
ツプタイムは従来例と同一となる。即ち、この場
合には、基準周波数、ロツクアツプタイミは従来
例と同一のままで、局部発振周波数の微調が従来
例に比較して１／Maまで可能となる訳である。
第２図に示した実施例に於いては、複数バンド
に対応して夫々分周回路１６、低域通過フイルタ
１７を設けたが、一つのバンドについては電圧制
御発振器１３の発振出力を直接局部発振信号とし
て利用し、他のバンドについて分周回路１６低域
通過フイルタ１７を設けても良い。この場合に
は、分周回路、低域通過フイルタを設けたバンド
について上述した利益即ち、ロツクアツプタイム
の短縮化若しくは局部発振周波数の微調という利
益を享受出来る。
に対応して夫々分周回路１６、低域通過フイルタ
１７を設けたが、一つのバンドについては電圧制
御発振器１３の発振出力を直接局部発振信号とし
て利用し、他のバンドについて分周回路１６低域
通過フイルタ１７を設けても良い。この場合に
は、分周回路、低域通過フイルタを設けたバンド
について上述した利益即ち、ロツクアツプタイム
の短縮化若しくは局部発振周波数の微調という利
益を享受出来る。
また基準周波数（fr′）はバンドに対応して変
化させても良い。
化させても良い。
尚、第２図に於いて、図番１８はバンド切換信
号Ｓに応答してAM検波出力若しくはFM検波出
力の何れか一方を後続する回路５に印加する為の
選択回路である。
号Ｓに応答してAM検波出力若しくはFM検波出
力の何れか一方を後続する回路５に印加する為の
選択回路である。
以上述べた本発明に依れば、複数バンドで一つ
の電圧制御発振器を共用する構成としたので回路
構成が簡単となり、且つロツクアツプタイム、局
部発振周波数の微調についてもこれを改善出来る
ものである。
の電圧制御発振器を共用する構成としたので回路
構成が簡単となり、且つロツクアツプタイム、局
部発振周波数の微調についてもこれを改善出来る
ものである。
図面は何れも周波数シンセサイザー方式のラジ
オ受信機のブロツクダイヤグラムを示すものであ
り、第１図は従来例、第２図は本発明の実施例で
ある。 １０……基準発振回路、１２……位相比較回
路、１３……電圧制御発振器、１４……プログラ
マブル分周回路、１５，１７ａ，１７ｆ……低域
通過フイルタ、１６ａ，１６ｆ……分周回路。
オ受信機のブロツクダイヤグラムを示すものであ
り、第１図は従来例、第２図は本発明の実施例で
ある。 １０……基準発振回路、１２……位相比較回
路、１３……電圧制御発振器、１４……プログラ
マブル分周回路、１５，１７ａ，１７ｆ……低域
通過フイルタ、１６ａ，１６ｆ……分周回路。
Claims (1)
- １ プログラマブル分周器の分周比を可変するこ
とに応答して電圧制御発振器の発振出力を可変す
る構成とした位相同期ループより局部発振信号を
得る周波数シンセサイザー方式の複数バンド受信
機であつて前記位相同期ループ中に設けられた唯
一個の電圧制御発振器の発振出力を分周する分周
器を有し、この分周器の分周出力を少なくとも前
記複数バンドのうちの一つのバンドの局部発振信
号として利用することを特徴とする周波数シンセ
サイザ方式の複数バンド受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15724379A JPS5680936A (en) | 1979-12-04 | 1979-12-04 | Multiband receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15724379A JPS5680936A (en) | 1979-12-04 | 1979-12-04 | Multiband receiver |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5680936A JPS5680936A (en) | 1981-07-02 |
| JPS6119184B2 true JPS6119184B2 (ja) | 1986-05-16 |
Family
ID=15645368
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15724379A Granted JPS5680936A (en) | 1979-12-04 | 1979-12-04 | Multiband receiver |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5680936A (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63179627A (ja) * | 1987-01-21 | 1988-07-23 | Yaesu Musen Co Ltd | 無線通信機 |
| JP2661105B2 (ja) * | 1988-02-26 | 1997-10-08 | 松下電器産業株式会社 | チューナー装置 |
| JP2533710Y2 (ja) * | 1988-03-11 | 1997-04-23 | 富士通テン 株式会社 | Ａｍ／ｆｍチューナ |
| JPH02290336A (ja) * | 1989-04-17 | 1990-11-30 | Nec Ic Microcomput Syst Ltd | Ａｍチューナ |
| KR920009010B1 (ko) * | 1990-06-25 | 1992-10-12 | 삼성전자 주식회사 | 텔리비젼 튜너의 주파수 합성 동조 회로 및 방식 |
-
1979
- 1979-12-04 JP JP15724379A patent/JPS5680936A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5680936A (en) | 1981-07-02 |
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