DE2713107A1 - Automatische rauschbegrenzerschaltung - Google Patents
Automatische rauschbegrenzerschaltungInfo
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- H04B1/06—Receivers
- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
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- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
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Description
' J · Tetogramm: monopotweber
münchen
M 511
MOTOROLA. INC.
1305 East Algonquin Road Schaumburg, 111. 60196
USA
1305 East Algonquin Road Schaumburg, 111. 60196
USA
Automatische Rauschbegrenzerschaltung
Die Erfindung betrifft einen automatischen Rauschbegrenzer
zur Verwendung in einem HF-Empfänger oder Funkempfänger.
Bekannte Rauschbegrenzerschaltungen sind entweder sehr kompliziert
und entsprechend teuer in der Herstellung, da sie meistens auch eine große Anzahl von teueren Bauelementen benötigen,
oder sie haben sich bei entsprechend preiswerter Ausführung hinsichtlich ihrer Leistung als unzureichend erwiesen. Im
Idealfall sollte eine automatische Rauschbegrenzerschaltung zur Verwendung in einem amplitudenmodulierten Empfänger alle
Signale begrenzen, welche eine bestimmte Modulation überschreiten, im allgemeinen 100 % Modulation, weil dadurch der bekannte
Pegel der NF-Übertragung vom Sender dargestellt wird. Bisher sind preiswerte und leicht herstellbare Rauschbegrenzerschaltungen
für amplitudenmodulierte Empfänger nicht in der Weise gebaut worden, daß sie in Reaktion auf den gewünschten Modulationsgrad
oder den gewünschten Modulationsindex eine ordnungsgemäße Begrenzung durchführen.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine automatische Rauschbegrenzerschaltung zu schaffen, welche besonders preiswert
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herstellbar ist und zugleich mit außerordentlicher Genauigkeit arbeitet.
Zur Lösung dieser Aufgabe dienen insbesondere die im Patentbegehren
niedergelegten Merkmale.
Eine vorzugsweise vorgesehene Vorspannungsschaltung spannt die Schaltereinrichtung auf Null vor, wenn kein empfangenes HF-Signal
vorhanden ist. Die Vorspannungsschaltung weist eine Temperaturkompensationsschaltung
auf, um die Vorspannung auch bei Temperaturschwankungen konstant halten zu können.
Die Erfindung wird nachfolgend beispielsweise anhand der Zeichnung beschrieben; in dieser zeigt die einzige Figur eine
schematische Darstellung einer bevorzugten Ausführungsform der erfindungsgemäßen automatischen Rauschbegrenzerschaltung,
welche in Verbindung mit einem herkömmlichen amplitudenmodulierten Funkempfänger verwendet wird.
In der Zeichnung ist in einem Schaltschema ein herkömmlicher Empfänger dargestellt, bei welchem eine bevorzugte Ausführungsform der erfindungsgemäßen automatischen Rauschbegrenzerschaltung
verwendet wird. Der Empfänger weist eine Antenne 12 auf, die einen HF-Verstärker 14- speist. Der HF-Verstärker weist
normalerweise eine Abstimmeinrichtung auf, um eine ausreichende Selektivität bei derjenigen Hochfrequenz zu gewährleisten,
auf welche der Empfänger abgestimmt ist. Der HF-Verstärker speist einen Eingang eines Mischers 16, dessen weiterer Eingang
mit einem Überlagerungsoszillator 18 verbunden ist. Der Mischer 16 arbeitet in herkömmlicher Weise, um die empfangenen
HF-Signale von dem HF-Veretärker 14 in eine Zwischenfrequenz
umzuformen. Die in dieser Weise umgeformten HF-Signale von dem Mischer 16 werden gefiltert und verstärkt, wie es grundsätzlich
bekannt ist, und «rar in dea ΖΓ-Veretärker und der Filterstufe
20.
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Das Ausgangssignal des ZF-Verstärkers 20 ist ein amplitudenmoduliertes
Signal, welches als Wellenform 22 dargestellt ist. Es ist eine zu 100 % modulierte Wellenform dargestellt, bei
welcher das HF-Signal eine Hüllkurve bildet, welche durch ein NF-Modulationssignal festgelegt ist. Zur Veranschaulichung ist
die Wellenform in der Weise dargestellt,daß sie einen Rauschimpuls
24 aufweist. Dieser Rauschimpuls 24 wurde nicht durch
den Sender übertragen, sondern dieser Rauschimpuls 24 wurde
vielmehr über das Übertragungsmedium eingeführt.
Das amplitudenmodulierte HF-Signal 22 wird einem Spitzendetektor 28 zugeführt, welcher einen bipolaren Transistor 30 aufweist,
dessen Kollektorlastwiderstand 32 mit einem mit B+ bezeichneten Vorspannungspotential verbunden ist, während ein
Emitterwiderstand 34 mit dem Erdpotential verbunden ist.
Die amplitudenmodulxerte Wellenform 22 bewirkt, daß der Transistor
30 des Spitzendetektors in einen nicht-linearen Betriebsbereich getrieben wird. In dieser Betriebsart wird der Transistor
praktisch zu einem Halbweg-Gleichrichter, weil die positiv verlaufenden Auslenkungen des Eingangssignals 22, welche
den Transistor in den durchlässigen Zustand versetzen, einen Filterkondensator 38 auf die Spitzen-HF-Spannung aufladen,
minus dem Basis-Emitter-Abfall der Transistorstufe 30. Der
Wert des Emitterwiderstandes 34 und derjenige irgendwelcher nachgeschalteter Widerstände, welche mit dem Emitter des
Transistors 30 verbunden sind, sind derart gewählt, daß der
Filterkondensator 38 mit einer Zeitkonstanten von 0,2 Millisekunden
entladen wird. Somit bewirkt der Gesamtwiderstand, welcher auf den Kondensator 38 linflußhat, daß die Spannung
am Ausgang des Spitzendetektors HF-Signale ausfiltert und Frequenzen von 5 kHz und darunter reproduziert. Dies ist durch
die Wellenform 40 dargestellt, wobei die HF-Signale von der modulierten Wellenform 22 ausgefiltert sind, so daß das wiedergewonnene
NF-Signal, ein Teil des Rauschimpulses 24 und ein
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Gleichstromsignal 42 mit einem Pegel, welcher für die Größe des HP-Signals 22 repräsentativ ist, übrig bleiben.
Die Ausgangswellenform 40 von dem Spitzendetektor 28 wird durch ein Tiefpaßfilter 50 weiterverarbeitet, welches ein
Paar von Eeihenwiderständen 52 und 54- aufweist, zwischen
denen ein Shunt-Kondensator 56 angeschlossen ist. Die Widerstandswerte
der Widerstände 52 und 54 werden derart gewählt,
daß die ordnungsgemäße Entladung des Kondensators 38 in Verbindung mit dem Widerstand 34 gemäß den obigen Angaben
erfolgen kann und daß in Verbindung mit dem Kondensator 56
an dem Anschluß 58 zwischen den Widerständen 52 und 54 sowie
am Kondensator 56 ein Gleichstromsignal auftritt, welches einen
Pegel hat, der sowohl für den Gleichspannungspegel 42 als auch für den Signalpegel 40 des wiedergewonnenen Wechselspannungssignals
von dem Spitzendetektor 28 repräsentativ ist.
Das Ausgangssignal des Spitzendetektors 28 wird ebenfalls durch ein Hochpaßfilter 60 geführt, welches einen Widerstand 62 und
einen in Reihe geschalteten Kondensator 64 aufweist. Das Hochpaßfilter läßt zu seiner Ausgangsklemme 66 das wiedergewonnene
NF-Signal 43 vom Spitzendetektor 28 durch, während der Kondensator
64 die Gleichspannungskomponente 42 des Ausgangssignals vom Detektor 28 blockiert.
Zwischen der Ausgangsklemme 59 des Tiefpaßfilters 50 und der
Ausgangsklemme 66 des Hochpaßfiltere 60 ist eine Halbleiter-Gleichrichterdiode
70 angeordnet, deren.Anode mit der Klemme
59 verbunden ist und deren Kathode mit der Klemme 66 verbunden ist. Die Diode 70 wirkt als Schalter, wodurch dann, wenn die
Ausgangsspannung an der Klemme 59 die Spannung an der Klemme
66 um einen vorgegebenen Schwellenpegel überschreitet, die Diode 70 in Vorwärtsrichtung vorgespannt wird und eine geringe
Impedanz aufweist. Wenn die Vorspannung an der Diode 70 geringer
ist als die Schwelle, wird die Diode in entgegengesetzter
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Richtung vorgespannt und weist eine sehr hohe Impedanz auf.
Mit der Kathode der Diode 70 ist weiterhin eine Vorspannungsschaltung
74 verbunden. Diese Vorspannungsschaltung 74- weist
in Reihe geschaltete Widerstände 76 und 78 auf, die an einen
gemeinsamen Punkt 80 angeschlossen sind, wobei das freie Ende des Widerstandes 78 mit dem Erdpotential verbunden ist. Ein
dritter Widerstand 82 stellt eine Verbindung von der mit B+ bezeichneten Quelle für eine Gleichvorspannung zu der gemeinsamen
Klemme 80 her. Die Werte der Widerstände 76, 78 und 82
in der Vorspannungsschaltung 74· sind derart gewählt, daß bei
Abwesenheit eines HF-Signals von dem Empfänger zu der Spitzendetektorstufe
28 die Gleichvorspannung an der Diode 70 gleich Null wird. Somit hält die Vorspannungsschaltung 74 die Diode
70 auf einer hohen Impedanz, wenn kein HF-Signal vorhanden ist.
Ein Temperaturkompensationsnetzwerk 90 weist eine Diode 92,
welche mit der Diode 70 identisch ist, und einen Widerstand 94 auf. Die Kompensationsschaltung 90 ist parallel zu dem
Kondensator 6A des Hochpaßfliters 60 angeordnet.
Wenn im Betrieb das HF-Eingangεsignal zu dem Spitzendetektor
28 ansteigt, nehmen auch die durchschnittliche Gleichspannung und der Spitzenwert des wiedergewonnenen NF-Signals aus dem
Spitzendetektor zueinander proportional zu. Der durchschnittliche Gleichspannungspegel vom Spitzendetektor 28 bewirkt, daß ein
Strom durch die Widerstände 52 und 54, durch die Diode 70
und durch den Widerstand 76 ebenso wie durch die Widerstände 62 und 94 sowie durch die Diode 92 fließt, so daß auf diese
Weise die Diode 70 auf eine geringe Impedanz gebracht wird. Das wiedergewonnene NF-Signal vom Detektor 28 wird in vorgegebener
Weise durch die Widerstände 62 und 76 abgeschwächt bzw. gedämpft und wird über dae Hochpaßfilter 60 der Kathode
der Diode 70 zugeführt. Di· Abechwächung bzw. Dämpfung, welche
durch die Widerstände 62 und 76 bewirkt wird, ist derart
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beschaffen, daß bei einer Modulation von 100 % des HF-Trägersignals
die Spitζen-NF-Spannung, welche an der Ausgangsklemme
66 des Hochpaßfilters 60 auftritt, der Gleichspannung an dem gemeinsamen Verbindungspunkt 58 in dem Tiefpaßfilter 50
gleich ist. Für Signale, welche mehr als 100 % Modulation aufweisen, wird die Diode 70 entgegengesetzt vorgespannt und
in den Zustand versetzt, in welchem sie eine hohe Impedanz aufweist. Für Signale mit einer Modulation von 100 % oder
darunter ist die Diode 70 durchlässig, und das wiedergewonnene
NF-Signal, welches am Ausgang 66 des Hochpaßfilters auftritt, wird über die Diode 70 dem Ausgang des Tiefpaßfilters 59 zugeführt
und anschließend dem Ausgang der automatischen Rauschbegrenzerschaltung, um durch den NF-Verstärker 91 verstärkt
zu werden und anschließend im Lautsprecher 92 in ein hörbares Signal umgesetzt zu werden.
Für Signale, welche 100 % Modulation überschreiten, wie es bei dem Rauschimpuls 24- der Fall ist, wird die Diode 70 entgegengesetzt
vorgespannt, so daß dadurch der Ausgangspegel für das maximal zulässige NF-Signal bei 100 % Modulation begrenzt wird.
Dies wird durch die Wellenform 100 veranschaulicht, bei welcher das NF-Signal 102 dem NF-Verstärker 91 und dem Lautsprecher
zugeführt wird, wobei ersichtlich ist, daß der Rauschimpuls 24 in seiner Größe auf den Spitzenwert des NF-Pegels begrenzt
ist. Somit wird durch die Begrenzerschaltung automatisch Jeglicher Rauschimpuls auf das bei 100 % Modulation maximal
zulässige NF-Signal begrenzt.
Die Temperaturkompensationsschaltung 90 steuert die Ruhevorspannung
auf der Diode 70, wodurch die ordnungsgemäße Null-Vorspannung für die Diode 70 unter Ruhestrombedingungen über
einen großen Temperaturbereich geliefert wird. Beispielsweise nimmt mit ansteigender Temperatur die Schwellenspannung der
Diode 70 ab, wodurch bei Abwesenheit eines HF-Signals die
Diode derart vorgespannt werden konnte, daß eie eine geringe
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Impedanz aufweist. Um dies zu kompensieren, nimmt auch die Diode 92, welche eine identische Charakteristik aufweist
wie die Diode 70, in bezug auf ihre Schwellenspannung in dem richtigen Verhältnis ab, um die Vorspannung an der
Kathode der Diode 70 auf Null zu halten. Somit beeinflußt
eine Veränderung in der Schwellenspannung der Diode 70 aufgrund einer veränderten Umgebungstemperatur die Arbeitsweise
des Systems nicht. Die Widerstände 62 und 94 sind derart
gewählt, daß sie den Widerständen 52 und 54 gleich sind, so
daß identische Vorspannungsströme durch jede der Dioden 70
und 92 fließen, wodurch die Temperaturkompensation der Dioden optimal gesteuert wird.
Gemäß der Erfindung ist eine automatische Rauschbegrenzerschaltung
geschaffen worden, welche eine begrenzte Anzahl von preiswerten Bauelementen verwendet, um eine automatische
Rauschbegrenzung mit außerordentlicher Genauigkeit zu gewährleisten.
- Patentansprüche -
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AO Leerseite
Claims (2)
- Patentansprüchef1./Automatisehe Rauschbegrenzerschaltung zur Verwendung in
^^ einem HF-Empfänger, welcher ein HF-Signal erzeugt, welches durch ein NF-Signal amplitudenmoduliert ist, dadurch
gekennzeichnet, daß ein Spitzendetektor (28; 30, 32, 34, 38) vorgesehen ist, um das amplitudenmodulierte HF-Signal gleichzurichten und zu filtern, so daß das NF-Signal daraus wiedergewonnen werden kann, wobei ein Gleichspannung ssignal erzeugt wird, welches für die Stärke des
HF-Signals repräsentativ ist, daß weiterhin ein Tiefpaßfilter (50; 52, 54-, 56) vorhanden ist, um das wiedergewonnene NF-Signal und das Gleichspannungssignal von dem Spitzendetektor zu verarbeiten und an dem Ausgang einen repräsentativen Gleichspannungspegel zu liefern, daß weiterhin ein Hochpaßfilter (60; 62, 64) vorgesehen ist, welches an seinem Ausgang einen vorgegebenen Anteil des wiedergewonnenen NF-Signals von dem Spitzendetektor liefert, daß das Hochpaßfilter verhindert, daß der von dem Spitzendetektor erzeugte Gleichstrom an seinen Ausgang gelengt, daß weiterhin eine
Rauschbegrenzer-Ausgangsklemme (59) vorgesehen ist, daß
weiterhin eine Schaltereinrichtung (70) vorhanden ist, welche einen Halbleiter-Gleichrichter (70) aufweist, der zwischen dem Ausgang des Tiefpaßfilters (50) und dem Ausgang des
Hochpaßfilters (60) angeordnet ist, daß der Gleichrichter
in Reaktion darauf eine geringe Impedanz aufweist, daß das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters das Ausgangssignal des
Hochpaßfilters um einen vorgegebenen Schwellenpegel übersteigt, während der Gleichrichter andernfalls eine hohe
Impedanz aufweist, daß weiterhin eine Vorspannungseinrichtung (74; 76, 78, 80, 90) vorhanden ist, welche mit dem
Halbleiter-Gleichrichter verbunden ist, um bei Abwesenheit70 98 3 9/1Q.71 ORIGINAL INSFeines HF-Signals von dem Empfänger eine Vorspannung von Null an dem Gleichrichter zu erzeugen, und daß weiterhin die Vorspannungseinrichtung eine Temperaturkompensationseinrichtung (90; 92, 9*0 aufweist, um den Gleichrichter über einen weiten Temperaturbereich auf der Vorspannung Null zu halten, wenn kein HF-Signal vom Empfänger kommt. - 2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltereinrichtung (70) eine Einrichtung aufweist, welche dazu dient, das durch das Hochpaßfilter hindurchgegangene NF-Signal der Rauschbegrenzer-Ausgangsklemme zuzuführen, und zwar für alle NF-Signale, welche einer Modulation von 100 % oder weniger des HF-Signale entsprechen.709839/1071
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US05/670,503 US4042883A (en) | 1976-03-25 | 1976-03-25 | Automatic noise limiter |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2713107A1 true DE2713107A1 (de) | 1977-09-29 |
Family
ID=24690661
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19772713107 Pending DE2713107A1 (de) | 1976-03-25 | 1977-03-24 | Automatische rauschbegrenzerschaltung |
Country Status (10)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4042883A (de) |
JP (1) | JPS52117047A (de) |
BR (1) | BR7701828A (de) |
CA (1) | CA1070391A (de) |
DE (1) | DE2713107A1 (de) |
GB (1) | GB1525904A (de) |
HK (1) | HK74079A (de) |
IT (1) | IT1082188B (de) |
MX (1) | MX142857A (de) |
MY (1) | MY8000155A (de) |
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- 1977-03-24 DE DE19772713107 patent/DE2713107A1/de active Pending
- 1977-03-25 MX MX168517A patent/MX142857A/es unknown
-
1979
- 1979-10-18 HK HK740/79A patent/HK74079A/xx unknown
-
1980
- 1980-12-30 MY MY155/80A patent/MY8000155A/xx unknown
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
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MY8000155A (en) | 1980-12-31 |
JPS5731804B2 (de) | 1982-07-07 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
OHW | Rejection |