JPS5842965B2 - リミッタ回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、ＦＭまたはＡＭの受信機等に用いられるパル
ス性雑音除去のためのリミッタ回路に関する。

ＦＭまたはＡＭの受信機、特にポータプルラジオ、カー
ラジオなどにおいては、自動車などガソリンエンジンの
イグニッション、整流子付モータなどを雑音源とするパ
ルス性雑音の影響を受けやすく、ＡＭの受信機では復調
信号より大きなパルス性雑音が混入することも珍らしく
なく、ときには実用にならない場合すら散見された。

この復調信号中に混入するパルス性雑音の繰り返し周波
数は、はぼ復調信号の周波数帯域内にあり、そのパルス
幅も復調信号の繰り返し周期に近い場合が多いので、低
域フィルタでは復調信号から分離除去することができな
い。

そのため、このパルス性雑音を除去するためには、その
パルスの振幅が復調信号より大きくなる点に着目した、
いわゆるノイズリミッタ回路を復調器に設ける方法が採
用されている。

このようなノイズリミッタ回路の一例を第１図に示す。

第１図の回路は市民バンド用トランシーバ−のＡＭ受信
部の検波回路に組込まれた例である。

中間周波増幅段の検波コイル９からのＡＭ搬送波は、検
波用のダイオード２で検波され、コンデンサ４でバイパ
スされた端子６に、復調された変調信号が得られる。

このとき、端子６には搬送波のレベルに応じた直流電圧
も現われているので、コンデンサ３により変調信号を平
滑して上記の直流電圧だけを低周波信号ＡＦの出力端子
７からリミッタ用のダイオード１の陰極側に加えると共
に、端子６からは上記の直流電圧と復調された変調信号
を抵抗で分割してダイオード１の陽極側に加えるように
する。

図中、５は搬送波に対するバイパス用コンデンサである
。

なお、リミッタ用ダイオード１の陽極側と陰極側に加え
られる前記直流電圧のレベルは分割用の抵抗によって所
定のレベル差になるよう導通方向に設定されている。

この回路の動作は次のようになる。

検波コイル９からＡＭ搬送波がダイオード２に加えられ
ると、ダイオード２の整流作用により端子６には搬送波
のレベルに応じた負の直流電圧が発生する。

この様子を第２図に示す。

この図で、１０はアース電位、１０′はダイオード１の
陽極側の電位、また１０“は端子７の電位である。

復調された変調信号が１１で示すような波形であった場
合、この変調信号１１に対してダイオード１は常に導通
状態に保たれ、端子Ｔから低周波出力信号ＡＦが歪みな
く得られる。

また、これにパルス性ノイズ１２が重畳していた場合、
その大部分は端子７の電位１０“より低くなるので、ダ
イオード１は逆バイアスされて遮断し、ノイズ１２の点
線部分は端子７には現われず、ノイズリミッタとして働
く。

しかしながら、同じようなパルス性ノイズが１３で示す
ように変調信号１１に重畳していたときには、そのほと
んどが電位１０“以上の部分に収まっているので、ダイ
オード１によるリミッタ作用はほとんど行なわれず、端
子７から低周波信号ＡＦ中にそのまま混入してしまう。

さらに、ＡＭ搬送波の変調が浅いときには、第３図のよ
うになり、復調された変調信号１４の負のピーク付近に
重畳したパルス性ノイズ１５に対しても、はとんどリミ
ッタ作用は働かず、したがって、そのまま低周波信号Ａ
Ｆ中に混入してしまう。

同様に、正方向のパルス性ノイズ１２′に対しては、検
波用ダイオード２が電位１０以上のとき遮断するので、
リミッタ作用が行なわれるが、変調度の浅い変調信号１
４に重畳した正方向のパルス性ノイズ１５′については
負方向のノイズ１５の場合と同じようにほとんど効果を
発揮しない。

これは、ノイズリミッタ作用を行なうレベルが電位１０
と１０“というほぼ固定されたレベル間で行なわれるか
らで、したがって、この回路ではＡＭ搬送波の変調度に
よっては充分なノイズリミッタ作用を得ることができな
いという欠点があった。

これを改善するため、リミッタレベルの間隔を狭くして
リミッタ効果を上げようとすれば、変調度の深いＡＭ信
号を復調したときに、この復調信号がクリップされて大
きな歪を生じてしまうので、適当なレベルで妥協しなけ
ればならなかった。

また、最近のように電子回路のＩＣ化が要求されている
とき、これに応じて第１図の回路をＩＣ化しようとした
場合には、端子６，７．８をＩＣの端子ピンとして設け
なければならず、これは限られたＩＣピンによってより
多くの機能を包括させなければならないというＩＣ化本
来の目的に反するものとなってしまうばかりでなく、３
，４゜５で表わしたかなり大容量のコンデンサをすべて
外付けとしなければならないという欠点もあった。

本発明の目的は、上記した従来技術の欠点を除き、ＩＣ
化が容易で、しかも、パルス性ノイズに対して抑圧効果
の大きいリミッタ回路を提供するにある。

この目的を達成するため、本発明は、定電流源で駆動さ
れる差動増幅器のリミッタ作用を制御信号によって任意
に設定し得るようにしたことを特徴とする。

以下、本発明を図面に基づいて詳細に説明する。

第４図は本発明の一実施例を示す回路図で、１６．１７
は第１の差動増幅器を構成するトランジスタ、１８．１
９はトランジスタ１６を電流源とする第２の差動増幅器
を構成するトランジスタ、２０．２１は同じくトランジ
スタ１６を電流源とする第３の差動増幅器を構成するト
ランジスタ、２２．２３は第２の差動増幅器と直列に接
続された第４の差動増幅器を構成するトランジスタ、２
４．２５は第３の差動増幅器と直列に接続された第６の
差動増幅器を構成するトランジスタ、２６．２７は第１
の差動増幅器のトランジスタ１７を電流源とする第５の
差動増幅器を構成するトランジスタ、２８は第１の差動
増幅器を駆動する定電流源、２９〜３２はバイアス電源
、３３は制御電源で、その電圧は■。

とする。３４はオフセット電源で、その電圧は■。

、３５は入力バイアス源で、その電圧はＶＩ 、３６は
入力信号源、３７は低域フィルタ、３８は結合コンデン
サ、３９は制御入力端子、４０．４１は出力端子、４２
〜４５は抵抗、４６は入力信号端子である。

第４、第５、第６の差動増幅器の出力は、並列に出力端
子４０，４１に接続されている。

そして、図示してないが、出力端子４０．４１は適当な
値の負荷抵抗を介して電源に接続され、一方の端子、例
えば４０から出力信号を得るようになっていることは、
勿論説明するまでもない。

次にこの回路の動作について説明する。

定電流源２Ｂにより供給された電流Ｉ。

は、差動増幅器のトランジスター６と１７で−に分割さ
１ れ、一方のトランジスター６を通った７■ｏの電流はさ
らに第２および第３の差動増幅器で分割され、それぞれ
のトランジスタ１８，１９，２０゜１ １
１ ２１には（−Ｘ−）・■ｏ−百■。

が流れ、これら ４ の電流は入力バイアス源３５の電圧ｖＩが零とすれば、
第４および第６の差動増幅器のトランジスタ２２，２３
，２４，２５にもそのまま流れる。

一方、第１の差動増幅器の他方のトランジスタ■ １７を通ったＴＩ。

の電流は、第５の差動増幅器のトランジスタ２６．２７
で２分割され、結局、ＨＩｏずつの電流を端子４０．４
１に供給する。

勿論、このときには制御電源３３の電圧■。

とオフセット電源３４の電圧■。

はいずれも零であるとする。

そこで、出力端子４０に流れ込む電流は、第４、第５、
第６の差動増幅器のトランジスタ２２゜２４．２７を流
れる電流の合計、すなわち（百ｌ １ １ ＋１−１−７）・Ｉｏ＝、Ｉ。

となり、同様に、出力端子４１の電流も第４、第５、第
６の差動増幅器のトランジスタ２３，２５．２６を流れ
る電流の合計であるＴＩｏとなる。

次に、制御電源３３の電圧■。

を零から増加すると、第２、第３の差動増幅器のトラン
ジスタ１９と２０の電流が増加し、その分だけトランジ
スタ１８．２１の電流は減少する。

したがって、第４および第６の差動増幅器のトランジス
タ２３゜２４の電流も増加し、トランジスタ２２．２５
の電流は減少するが、トランジスタ２２と２３のエミッ
タ間、およびトランジスタ２４と２５のエミッタ間に接
続された抵抗４４．４５の抵抗値を等しくすることによ
り、トランジスタ２３と２４、および２２と２５にはそ
れぞれ等しい電流が流れるため、結局、出力端子４０．
４１に流れる電流には変化を生じない。

また、オフセット電源３４の電圧Ｖ。

を増加させたときも同様に、第１の差動増幅器のトラン
ジスタ１６の電流が増加し、その分だけトランジスタ１
１の電流は減少する。

そのため、第２および第３の差動増幅器、第４および第
６の差動増幅器の電流は増加するが、その分は第５の差
動増幅器の電流が減少するため、結局、この場合も出力
端子４０，４１の電流２こは変化を生じない。

すなわち、制御電源３３の電圧■。

、つまり制御端子３９の電圧を変えても、或いは、オフ
セット電源３４の電圧Ｖ。

を変えても、出力端子４０゜４１には全く影響が現われ
ないようにすることができるわけである。

次に、以上の前提のもとで入力バイアス源３５の電圧ｖ
■に関する動作を説明する。

既に説明したように、制御電源３３の電圧■。

、オフセット電源３４の電圧■。

、および入力バイアス源３５の電圧ｖＩが零のときには
、トランジスタ１８と２２、および１９と２３には等し
い電流ＴＩｏが流れ、抵抗４４の電流は零となっている
。

そこで、入力バイアス源３５の電圧ｖＩが零から増加し
たとすれば、第４の差動増幅器のトランジスタ２２の電
流は増し、トランジスタ２３の電流を減少する。

しかしながら、第２の差動増幅器の制御電圧は変らない
ので、このトランジスタ１８．１９はそれぞれ定電流源
としてＴＩｏずつの電流を流している。

したがって、トランジスタ２２の電流がＴＩｏより増加
した分は、抵抗４４を通ってトランジスター９に流れ、
その分だけトランジスタ２３の電流は減少する。

そして、トラ１ ンジスタ２２の電流がＴＩｏから７Ｉｏに達すると、抵
抗４４からトランジスター９に流れる電流はＴＩｏにな
り、トランジスタ２３を流れる電流は零となって遮断す
る。

同様に、入力バイアス源３５の電圧が零から負方向にな
ると、今度はトランジスタ２２の電流が減少し、トラン
ジスタ２３の電流は増加する。

そして、トランジスタ２３から抵抗４４に流れる電流が
ＴＩｏに達すると、トランジスタ２２が遮断する。

これらいずれの場合も、第４の差動増幅器の一方のトラ
ンジスタ２２または２３が遮断すると、それ以上入力バ
イアス電圧ｖＩが変化しても、他方のトランジスタ２３
、または２２の電流の増加はやむ。

すなわち、出力端子４０．４１の電流は、入力バイアス
源３５の電圧■Ｉがどのように変化１ しても、最初の値ＴＩ。

から士、ＩｏＬ、か変化しないことになる。

この状態を第５図の特性曲線図で説明する。

この第５図において、横軸は入力バイアス源３５の電圧
ｖＩを、縦軸は出力端子４０の電流■を表わし、特性曲
線４７はオフセット電源３４の電圧Ｖ。

二〇の特性を示したものである。この特性曲線４７から
明らかなごとく、出力端子４０の電流■はオフセット電
源３４の電圧ｖ１が零のときの値ＴＩ。

から、電圧ｖＩが正または負の方向に増加するにつれて
直線的に変化し、１ （百±Ｂ） ■ｏに達して飽和することが判る。

次に、オフセット電源３４の電圧ＶＣを零から増加する
と、その値に応じて第１の差動増幅器のトランジスタ１
６の電流がＴＩ。

から増加し、その分だけトランジスターＴの電流は減少
する。

したがって、第２および第４の差動増幅器に供給される
電流も７Ｉｏから増加する。

しかしながら、入力バイアス源３５の電圧ｖ■が零のと
きには出刃端子４０．４１の電流はΣ■ｏから変化しな
いことはすでに説明した通りである。

そこで、入力バイアス源３５の電圧ｖＩを変化させたと
きの特性は、第５図の特性曲線４７から特性曲線４８お
よび４９で示すようになり、オフセット電源３４の電圧
■。

により飽和に達するまでの入力バイアス源３５の電圧ｖ
Ｉの値を任意に制御することができ、入力信号源３６の
信号Ｖｉに対して任意のリミッタレベルを有するリミッ
タ回路として動作させることができる。

同様に、制御電源３５の電圧ｖａを零から変化させたと
しても、第２および第３の差動増幅器のトランジスタ１
８と１９および２０と２１を流れす る電流がそれぞれＴＩｏから変化するが、これらの変化
は出力端子４０．４１では打消されて相殺工 されるので、出力端子４０．４１の電流ＴＩ。

には変化を生じないことは既に説明した通りである。

しかし、トランジスタ１８と１９の電流は変化して、そ
れぞれ−Ｂｌ。

ではなくなるので、入力バイアス源３５の電圧■Ｉに対
する出力端子４０の電流特性は第６図の特性曲線図のよ
うになる。

すなわち、横軸の電圧ｖＩに対して縦軸の出力端子４０
の電流Ｉは、制御電源３３の電圧■。

が零のときには特性曲線５０のようになるが、電圧Ｖヶ
を正方向の電圧にすれば特性曲線５１のように、また、
負の電圧とすれば特性曲線５２のようになり、オフセッ
ト電源３４の電圧■。

を変えたときと同じように、入カッくイアス源３５の電
圧Ｖ□に対する出力端子４０の電流■の飽和レベルを任
意に制御できるわけである。

したがって、第４図に示した回路によれば、オフセット
電源３４と制御電源３３のそれぞれの２種の電圧■。

と■。により、独立してリミッタレベルを任意に制御す
ることができる。

次に、この回路の特性を生かして、さらに優れたリミッ
タ効果が得られるようにした実施例について説明する。

既に説明したように、ノイズに対するリミッタ効果を上
げるためには、復調された変調信号に対してはリミッタ
作用を与えないで、それに重畳したノイズに対してだけ
リミッタ作用を与えるようにすればよい。

そして、そのためには、変調信号のレベルに追従させて
リミッタレベルを変化させるようにすればよい。

それを可能にするため、第４図の実施例においては、低
域フィルタ３７を設け、信号源３６からの信号をこの低
域フィルタ３７を介して制御端子３９に加えるようにし
ている。

既に説明したように、この制御端子３９に加えられた制
御電源３３の電圧■。

によってリミッタレベルが制御できるため、入力信号を
低域フィルタ３Ｔを通すことによりノイズ成分を減衰さ
せて端子３９に加え、リミッタレベルを制御するように
すれば、リミッタレベルは変調信号に応じて変化し、変
調信号のレベルが変化してもこれに歪を与えることなく
ノイズだけをリミットすることができる。

これを第７図の波形図によって説明する。

いま、制御電源３３の電圧■。

とオフセット電源３４の電圧Ｖ。

で定まるリミッタレベルが５３゜５４のレベルで示され
るものとする。

信号源３６からの信号Ｖｉにより出力端子４０に生ずる
出力信号電流は曲線５５で示され、このままでは当然レ
ベル５３．５４でリミットされて歪んでしまう。

ところが、低域フィルタ３７を通ってパルス性ノイズが
除かれた入力信号Ｖｉが制御端子３９に供給され、制御
電圧■。

に重畳されているため、第６図で示したごとく、この入
力信号Ｖｉによりリミッタレベルが変化し、その変化の
様子は、破線５６．５７で示すように、元のリミッタレ
ベル５３．５４を中心にして上下にＪＩの振幅を有する
入力信号Ｖｉと同じ波形のものとなる。

ここで、ＪＩはオフセット電源３４の電圧Ｖ。

により定められるものであることは既に説明した。

この第７図から明らかなごとく、リミッタレベル５６．
５７の間隔は２．（Ｉとなり、従って、その間に存在し
たパルス性ノイズ５８だけが出力端子４０に現われ、最
大振幅が２ＪＩ以上のパルス性ノイズはすべてＩＩにリ
ミットされてしまう。

しかしながら、信号５５の振幅は、リミッタレベル５６
．５７がそれに追従して変化するため、最大で４ＪＩま
で歪みなく得ることができ、第２図で示した従来の方式
の場合よりＳ／Ｎを２倍以上改善できる。

勿論、以上は最悪の条件でのときで、信号５５のピーク
に乗ったパルス性ノイズについては、信号５５の振幅が
変調度の変化などによって変っても、はとんど完全に除
去されてしまう。

例数ならば、リミッタレベル５６，５７の振幅も信号Ｖ
ｉから低域フィルタ３７を介して端子３９に加えられる
信号により変化し、常に信号５５に追従するからである
。

さて、制御端子３９に加えられる信号によってリミッタ
レベル５６，５７が変化するが、この変化は第３および
第６の差動増幅器の働きにより、出力端子４０．４１の
出力電流には全く影響を与えないものであることは既に
説明した。

したがって、制御端子３９に加えられる信号は、出力信
号５５をクリップしないかぎり、どのような波形でも問
題ない。

極端な場合、矩形波のものでもよく、ノイズリミッタ効
果もほとんど変らない。

そこで、低域フィルタ３７が簡単なもので、充分にパル
ス性ノイズを除くことができないような場合でも、本実
施例のリミッタ回路は充分にノイズを除去することがで
きる。

すなわち、第８図に示すように、低域フィルタ３７から
端子３９に加えられる信号５９の振幅を、第２の差動増
幅器を構成するトランジスタ１８゜１９がスイッチング
動作するレベルＶｔｈより充分に大きくすれば、リミッ
タレベルの変化を起こすための信号は曲線ＡＢＣＤＥＩ
Ｊのように矩形波となる。

そこで、低域フィルタ３７が簡単なもので、その特性も
充分なものではなく、信号５９に乗っていたパルス性ノ
イズ６０を完全に除くことができないで、波形６１で示
す程度にしか減衰させられなかったものとした場合、上
記のリミッタレベルの変化を起こすための信号の波形は
曲線ＡＢＣＤＥＦＧＨＩＪのようになる。

つまり、第７図で示したリミッタレベル５６．５７の変
化は第８図の曲線ＡＢＣＤＥＦＧＨＩＪとなる。

この様子を第９図２こ示す。

すなわち、第８図の曲線Ａ−Ｊで示した波形により、上
側のリミッタレベル６２は曲線Ａ′〜Ｊ′のように変化
し、同じく下側のリミッタレベル６３は曲線Ａ“〜Ｊ“
のように変化する。

そこで、第８図における信号５９に重畳されていたパル
ス性ノイズ６０はレベル６２と６３の間でリミットさ札
振幅が２ＪＩのノイズ６４に抑圧されてしまう。

したがって、低域フィルタ３１が簡単な構成のものでも
充分にノイズリミッタ効果を発揮することができる。

さて、これは従来のリミッタ回路でも同様であるが、本
実施例のリミッタ回路においても、入力信号の振幅が減
少するにつれてＳ／Ｎが低下する。

これは、第７図、第９図において、ＴＩ。

を中心に上下にＪＩのレベルで示した間隔は信号５５゜
５９の振幅が零になってもそのまま保持され、したがっ
て、極端な場合、信号が零のときでも振幅が２ＪＩまで
のノイズは出力に現われてしまうためである。

本実施例は、このような場合でも充分に大きなＳ／Ｎが
保たれるようにすることができる。

そのため、本実施例では、第４図において、低域フィル
タ３７から端子３９に得られた信号を全波整流し、その
信号をオフセット電源３４に重畳させるようにする。

いま、定常状態で、第１の差動増幅器のトランジスタ１
６により第２および第３の差動増幅器に電流２．（Ｉが
流れているものとし、これに対して上記の全波整流され
た信号がオフセット電源３４の電圧Ｖ。

に重畳されると、第２および第３の差動増幅器に供給さ
れる電流は、第１０図ａのような波形になる。

この電流は端子３９から加えられている信号によって駆
動されている第２の差動増幅器のトランジスタ１８．１
９により第４の差動増幅器のトランジスタ２２．２３に
分配される。

そこで、説明を簡単にするため、トランジスタ１８．１
９は端子３９からの信号によりスイッチソゲしているも
のとすれば、トランジスタ２２゜２３の電流はそれぞれ
第１０図す、ｃのようになる。

ここで、第２の差動増幅器がスイッチングしても、トラ
ンジスタ２２．２３の電流が完全に零になっていないの
は、次の理由による。

すなわち、いまトランジスター９がオン状態にあるとす
ると、その電流はほとんどトランジスタ２３に流れよう
とする。

そのため、トランジスタ２３のベース・エミッタ間電圧
ＶＢＢが増加してしまい、この電圧ＶＢＨの増加がトラ
ンジスタ２２に帰還され、トランジスタ２２にも抵抗４
４を介してトランジスタ１９の電流が流れてしまうから
である。

しかし、この電流は極めて少なく、実際上問題にはなら
ない量である。

さて、既に説明したように、本実施例におけるリミッタ
のレベルは、制御電源３３の電圧■。

、およびオフセット電源３４の電圧■。

によって定まり、それは、結局、トランジスタ２２．２
３を流れる電流によって定められるものである。

したがって、電圧■。

に重畳された全波整流信号により、トランジスタ２２．
２３の電流が第１０図す、ｃのように変化すれば、第７
図、第９図の場合と同様、リミッタレベルも変化し、第
１０図ｄの曲線６５，６６のような特性にすることがで
きる。

すなわち、出力端子４０の電流は平力値ＴＩ。

を中心として曲線６５．６６のように信号６７に追従し
た範囲でしか変化しないようになる。

そこで、信号６７は伺らの歪みも受けないで出力に取り
出すことができ、しかも、パルス性ノイズ６８，６９，
７０に対しては最大限のリミッタ効果を発揮する。

ここで、第２の差動増幅器の電流２ＪＩの値は、信号６
７の山に重畳するパルス性ノイズ６８．６９に対するリ
ミッタレベルを定めるもので、オフセット電源３４の電
圧Ｖ。

により任意に定めることができ、理論上はいくら小さく
しても信号６７に対して波形歪を与えることはなく、そ
れによって、充分にパルス性ノイズ６８．６９を抑圧す
るができる。

そして、このリミッタレベル６５．６６はほぼ信号のレ
ベルに一致して変化するので、信号のレベルが低下すれ
ば、それにつれてリミッタレベル６５．６６も低下し、
パルス性ノイズ７０に対するリミッタレベルも低くなる
ので、小信号時にＳ／Ｎが悪化することはない。

一般に、ＡＭの受信機においては、検波信号を低域フィ
ルタで平滑化し、直流の制御電圧を得、これを検波回路
より前に設けられている増幅段に帰還して利得を制御す
る、いわゆるＡＧＣが設けられている。

しかしながら、入力電界が小さくなるにつれてＡＧＣの
効果が下がってくるので、弱電界では検波信号のレベル
が下がってしまう。

しかしながら、パルス性ノイズは減少しないのでＳ／Ｎ
は極端に悪化してしまうことになる。

これはＦＭの受信機においても同様である。

しかしながら、本実施例によれば、復調された信号のレ
ベルに応じてリミッタレベルが変化するので、弱電界で
もＳ／Ｎが悪化することはない。

また、以上の実施例に代えて、上記のＡＧＣ制御電圧を
オフセット電源３４の電圧■。

に重畳させるようにしてもよい。

この実施例によっても、弱電界におけるＳ／Ｎの悪化を
少なくすることができる。

さらに、制御端子３９に対する信号の供給をやめ、オフ
セット電源３４の電圧■。

に信号を整流して平滑化した直流制御信号を印加し、信
号のレベルに応じてリミッタレベルを変化させ、良好な
Ｓ／Ｎを得るようにすることもできる。

このとき、受信機のＡＧＣ制御信号を利用して定電流源
２８の電流■。

も変化させるようにすれば、さらに大きなノイズリミッ
タ効果を得ることができる。

この際、電流■。の変化が出力に影響しないようにする
ことは、さらに別の差動増幅器を用いることにより第４
図の実施例の場合と全く同様に、しかも容易に行なうこ
とができる。

以上、本発明を特定の実施例について説明したが、例え
ば、第４図における第１と第６の差動増幅器は、本発明
におけるリミッタ効果を得るために本質的に必要なもの
ではなく、オフセット電源３４の電圧■。

の変化によって出力端子４０．４１における出力に影響
が現われるのを補償するためのものであるから、必要に
応じて省略することもできる。

また、制御端子３９の入力によって出力が生じるのを防
止するため、第３と第６の差動増幅器を設け、第２およ
び第４の差動増幅器と完全に対称的な構成としであるが
、第６の差動増幅器を除き、第３の差動増幅器の出力を
そのまま出力端子４０゜４１に接続しても制御端子３９
の信号が出力に現われるようなことはなく、ただ出力に
得られる信号の歪が少し増すだけであるから、この第６
の差動増幅器を省略して構成を簡単にすることもできる
。

以上説明したように、本発明によれば、信号のレベル変
化によってノイズリミッタ効果が変化することがなく、
かつ信号に歪を与えないで充分なノイズリミッタ効果を
発揮させることができ、しかも構成上、大容量のコンデ
ンサを多数設ける必要がないため、■Ｃ化が極めて容易
であり、弱電界でも充分にノイズを抑圧して大きなＳ／
Ｎを有する信号を得ることができるノイズリミッタ回路
を安価に提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のリミッタ回路の一例を示す結線図、第２
図および第３図はその動作説明用波形図、第４図は本発
明の一実施例に係るリミッタ回路の結線図、第５図ない
し第１０図はその動作説明用波形図である。 １６〜２７・・・・・・第１〜第６の差動増幅器を構成
するトランジスタ、３６・・・・・・入力信号源、３７
・・・・・・低域フィルタ、４０，４１・・・・・・出
力端子。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 定電流源を有する第１の差動増幅器と、この第１の
   差動増幅器を構成するトランジスタの一方を電流源とす
   る第２および第３の差動増幅器と、この第２の差動増幅
   器を構成するトランジスタとそれぞれ直列に接続された
   トランジスタからなる第４の差動増幅器と、上記第１の
   差動増幅器を構成するトランジスタの他方を電流源とす
   る第５の差動増幅器とを備え、上記第４の差動増幅器に
   入力信号を加えると共に、その出力を上記第３および第
   ５の差動増幅器と共通に接続して出力信号を得るように
   したことを特徴とするリミッタ回路。 ２ 上記入力信号を低域フィルタを介して上記第２およ
   び第３の差動増幅器の入力にも加えるようにしたことを
   特徴とする特許請求の範囲第１項記載のリミッタ回路。 ３ 上記低域フィルタからの入力信号を全波整流して得
   られた信号で上記第１の差動増幅器を制御するようにし
   たことを特徴とする特許請求の範囲第２項記載のリミッ
   タ回路。 ４ 上記第１の差動増幅器の入力に、組込まれた受信機
   からのＡＧＣ信号を供給するようにしたことを特徴とす
   る特許請求の範囲第１項記載のリミッタ回路。