JP2540299B2

JP2540299B2 - 無線受信機

Info

Publication number: JP2540299B2
Application number: JP60289516A
Authority: JP
Inventors: ハインツ・リンダーレ
Original assignee: Telefunken Electronic GmbH
Current assignee: Telefunken Electronic GmbH
Priority date: 1984-12-24
Filing date: 1985-12-24
Publication date: 1996-10-02
Anticipated expiration: 2011-10-02
Also published as: KR940006169B1; JPS61157033A; US4761828A; DE3447282A1; DE3447282C2; KR860005499A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は、受信信号が混合器によって中間周波信号ま
たはベースバンド信号に変換され、有効信号および障害
信号から成る受信信号の歪率が変化され、相互干渉障害
信号受信の場合に、相互干渉障害信号の抑圧または低減
が行なわれる無線受信機に関する。

従来の技術受信機は公知のように電磁波の受信のために用いられ
る。受信機は例えばラジオ受信機、テレビジヨン受信機
または無線通話機器である。

無線受信機においては周知のように、スペクトル成分
が120dBまでのレベル差を有する可能性がある信号スペ
クトルを受信機によつて処理しなければならないという
問題が生じる。その際レベルの強い信号成分によつて大
抵、例えば高調波混合および相互変調のような干渉障害
を来たす。この種の障害は周知のように、非直線性の、
信号路に設けられた素子の信号に規定された制御が原因
で生じる。

相互変調障害は特別問題である。というのは比較的低
い障害信号レベルでも既に相互変調障害が発生する可能
性があるからである。相互変調障害は、少なくとも２つ
の障害信号によつて惹起されかつ例えば周波数f_s1ない
しf_s2を有する２つの障害信号の周波数が、次の２つの
条件の１つ 2f_s1−f_s2＝f_eまたは2f_s2−f_s1＝f_eの一方が満たされ
るような相互関係を有しているとき、障害現象として現
われる障害である。その際f_eは、有効信号の周波数ない
し設定調整された受信周波数である。

この場合有効周波数に基いて、−２つの障害信号の場
合−典型的に２つの障害信号の変調内容を含んでいる
“見かけ上の”有効信号を受信する可能性がある。その
際この種の受信状態は大抵、利用者、例えばラジオ聴取
者によつて、受信機の選択度が悪いと理解される。相互
変調の別の障害作用は、比較的弱い有効信号との干渉で
あるが、これは例えば相互変調がないかまたは僅かな相
互変調であれば申し分なく受信できるはずである。受信
機入力側におけるレベルの強い信号成分の障害作用の危
険性は一般にレベルの強い信号成分の数およびそのレベ
ルとともに過比例的に大きくなる。無線受信機における
相互変調障害は大抵受信機段においてチヤネル選択の
前、したがつて受信機入力段（HF）または混合段におい
て形成される。この種の障害を惹起する素子は例えばバ
イポーラトランジスタ、電界効果トランジスタおよび
ダイオードである。同調ダイオードも、相互変調を形成
する素子に加えられる。

無線受信機の相互変調特性は、専問文献においていわ
ゆるインタセプト点によつて特徴付けられる。インタセ
プト点は、第１図の線図から明らかである。この線図に
おいて横座標には有効信号P_eのレベル並びに相互変調を
惹起する２つの障害信号のレベルP_s1およびP_s2が図示さ
れており、縦座標には受信機混合段の出力側における中
間周波信号レベルP_zfが例として図示されている。曲線
１は、有効信号P_eに依存した出力信号レベルP_zfを示
す。曲線２は、相互変調（３次）を惹起する障害信号レ
ベルP_s1およびP_s2に対する、出力レベルP_zfの依存性を
表わす。この依存性の表示は、第１図の両方の座標軸が
対数目盛を有し、かつさらに２つの障害信号レベルは同
じ大きさでありかつその上信号路における増幅度調整は
行なわれていないものと仮定している。さらに、線図に
おける最小の有効信号レベルとして（横座標の零点）、
前以つて決められた有効信号変調と関連して受信機出力
側において30dBのSN比が生じるようなレベルが考察され
るものと仮定している。２つの曲線の接線の交点から線
図内に仮想の点が生じる。この点は所定の入力レベル、
相互変調を形成する障害信号の仮想レベルおよび所定の
仮想の中間周波出力レベルの対応しているいわゆるイン
タセプト点である。典型的な場所２つの曲線の接線の勾
配は係数３だけ異なつている。一般に無線受信機におい
てインタセプト点のデータは、受信機入力レベルIP₃に
関連付けられる。

無線受信機に対してインタセプト点のレベル値が大き
くなるように考慮される。この値が大きければ大きい
程、一層大きな障害信号レベルを受信機は相互変調の障
害作用なしに処理することができる。しかし受信機のイ
ンタセプトレベルを高くするには経済的な理由で制約が
ある。

相互変調障害または一般に干渉障害を低減するため
に、入力信号に依存して、例えば増幅器素子の制御また
は例えばPINダイオードから構成されている減衰素子の
制御によつて、受信機の入力側における増幅度を調整す
ることが公知である。増幅度または減衰度を制御する調
整量の発生は、公知の無線受信機においては例えば増幅
された中間周波信号の整流および／またはチヤネル選択
の前の信号の整流によつて、例えば入力段の出力側また
は混合段の入力側または出力側を介して行なわれる。

しかし干渉障害を低減するためのこの種の調整の効果
的な作用は、増幅度ないし減衰度を制御する素子が、干
渉を形成する受信機段の前に設けられておりかつ制御さ
れる素子自体が干渉を惹き起こすような作用をしないと
きにしか成立たない。

発明が解決しようとする問題点調整量が受信部の信号路における中間周波信号の整流
によつて生じる公知の無線受信機回路の欠点は、干渉信
号の復調の完全な抑圧が基本的に不可能であるというこ
とにある。というのは干渉を抑圧するために必要な調整
量は調整回路において干渉信号自体によつて発生するこ
とができないからである。干渉信号が既に有効な調整量
を発生すると、干渉信号も復調され、したがつて障害と
なる。この場合干渉障害は、相応に強い有効信号によつ
てしか抑圧することができない。既述の形式の無線受信
機において、干渉による障害発生確率は調整量の調整な
いし発生に使用される信号レベルを相応に小さく選択す
ることによつてのみ低減することができる。

しかしこの手段は、受信される有効信号の得ることが
できる最大のSN比も相応に小さくなつてしまうという欠
点を有する。というのは有効信号に対して調整の初期の
段階からSN比は実際にもはやそれ以上信号レベルととも
に上昇しなくなるからである。

調整量が、中間周波選択の前に信号の整流によつて広
帯域に生じる公知の無線受信回路の欠点は、次の点にあ
る。すなわち有効信号でなくかつ相応に有効な調整量を
発生するレベルの強い信号が存在する場合、全体の信号
混合、また受信機入力側における有効信号も、障害信号
の周波数配置に基いて障害が生じるはずがないときでも
弱められるということである。したがつて相互変調積を
形成することができない唯一の強い障害信号自体が、比
較的弱い有効信号の受信を劣化するかまたは妨げる。

発明が解決しようとする問題点本発明の課題は、干渉障害、殊に相互変調による干渉
障害を少なくとも大幅に抑圧することができ、しかも公
知の受信機に比して、比較的弱い信号でも受信すること
ができるようにした無線受信機、殊にラジオ受信機を提
供することである。

本発明の課題は、ａ）有効信号および障害信号から成る受信信号の歪率
を一時的に変化させる少なくとも１つの歪変化手段と、ｂ）中間周波信号を整流する信号整流器と、ｃ）歪率を変化させる前の中間周波信号のレベルと、
歪率を変化させた後の中間周波信号のレベルとを比較
し、専らその比較結果に基づいて相互干渉障害を受けて
いるかどうかを検出する検出回路と、ｄ）相互干渉障害を受けている場合に動作される信号
減衰手段または予選択制御手段とを有し、前記検出回路は、干渉障害信号検出のために、第一サン
プルアンドホールド回路と、第２のサンプルアンドホー
ルド回路と、１つのコンパレータとから構成され、前記
信号整流器からの信号は、コンパレータの一方の入力側
に直接供給され、かつ第１のサンプルアンドホールド回
路を介してコンパレータの他方の入力側に供給され、前
記コンパレータからの出力信号は、第２のサンプルアン
ドホールド回路に供給され、前記第２のサンプルアンド
ホールド回路からの出力は、信号減衰手段または予選択
制御手段に供給される無線受信機により達成される。

“受信された障害信号”とは、有効信号ではないが、
信号レベルおよび信号周波数のような所定条件下では、
受信機において信号路内に存在する非直線性のため回避
されず、受信機の信号路において、復調部に達しかつそ
の結果聴取されうるような信号である。この種の信号は
有効信号の所望の受信を障害するか或いは有効信号のな
い場合でも障害として顕著になる。信号路において発生
する回避できない歪の率が所望しない干渉障害を検出す
るために本発明によれば変更される。

発明の作用本発明が基礎としている、信号検出の原理、すなわち
有効信号および干渉信号、殊に相互変調信号の判別は、
信号スペクトルの伝送路における非直線性の変化の際干
渉信号が有効信号より相対的に強く変化するということ
に基いている。この特性については第１図との関連にお
いて説明した。同じ作用は、伝送特性曲線の非直線性の
変化の代わりに信号スペクトルのレベルを、信号歪を形
成する受信機段の前において変化することによつても実
現される。その場合は、信号スペクトルの種々異なつた
歪を惹き起しかつその結果を検出回路において評価する
ことが重要である。

本発明による、受信機における一時的に異なる歪は、
パルス信号によって生じる。パルス信号によつて生じ
る、信号歪の変化は、パルスの存在において、信号歪が
拡大されるか或いは信号歪が低減されるかのように構成
することができる。信号歪は例えば次のようにして高め
ることができる。すなわち入力増幅器段または混合器の
負帰還または動作点をパルス信号を用いて切換えるか或
いは歪を形成する要素をパルス信号を用いて信号路に挿
入接続する。信号歪の低減は例えば、パルス信号を用い
て一時的に所望しない歪を形成する受信機段の前に信号
減衰が生じるようにすることで実現することができる。
この種の信号減衰は例えば信号路における制御されるPI
Nダイオードを介して実現することができる。信号減衰
のためにPINダイオードを使用する場合、信号周波数が
高ければ−約10MHzから−それ自体が歪を惹起すること
がないという利点がある。

本発明の受信機において、信号歪の一時的な変化か
ら、有効信号を干渉信号から判別しかつそこから相応の
検出信号を発生することが重要である。この種の判別は
例えば信号整流器の出力レベルの評価によつて可能であ
る。その際この信号を用いて干渉信号を抑圧するかまた
はその障害作用を低減することができる。干渉障害の抑
圧は例えば、受信機の掃引同調の際発生する干渉信号が
その際発生する検出信号を用いて低周波の出力信号を抑
圧するようにして行なうことができる。この種の抑圧
は、同調雑音（送信チヤネルの間）を抑圧するために受
信機において度々使用されるいわゆるミユーテイング回
路を介して可能である。受信機において通例受信信号の
発生の際送信機自動選局を停止する自動同調装置が使用
されている場合、受信チヤネルにおける干渉信号の本発
明の抑圧は、検出信号によつて自動選局が一時停止され
るようにして作用するようにできる。干渉障害の抑圧ま
たは低減の別の形態として次の構成もある。干渉障害の
検出の際干渉障害を惹起する受信機段の前の信号路にお
いて信号が弱められる。その際、信号減衰のためにPIN
ダイオードを使用すると有利である。というのは既述の
ように、比較的高い信号周波数であつてもPINダイオー
ドであれば信号歪を惹き起こさないからである。

受信機の受信状態の検査は本発明によれば、個別パル
スによつて比較的長い時間間隔において行なうことがで
きるが、パルス列によつて連続的に検査することもでき
る。カーラジオの作動において予測されるような受信状
態が変化する場合後者の方が有利である。この場合、
“検査過程”によつて生じる障害を小さく抑えるため
に、パルス持続時間を２つの連続するパルスの間の時間
に比べて小さく選択すると有利である。信号検出のため
に一時的な歪の強調に代わつて一時的な信号減衰を適用
するとき、検査過程（パルス時間）による障害作用は少
なくなるものと予測される。その理由は、歪強調の場合
の場合に比べて、信号減衰の際にはパルス時間の間強調
された干渉信号が発生しないからである。他方において
一時的な信号減衰の場合、有効信号も相応に弱められ、
その結果干渉信号が存在しない場合にも有効信号は一時
的な僅かなSN比を有する。しかしこのことは、一時的な
歪強調の場合に生じるかもしれないような、一時的に強
調された、干渉障害の発生よりは不都合ではない。

実施例次に本発明を図示に実施例につき図面を用いて詳細に
説明する。

第２図は、有効信号および相互変調を形成する障害信
号レベルに関連した受信機の特性を示す。第２図の曲線
は、中間周波レベルP_zfの、有効信号P_e並びに障害信号
レベルP_s1およびP_s2に対する依存性を両座標軸とも対数
表示において示す。曲線３は、中間周波レベルの、受信
機の有効信号レベルP_eに対する依存性を示す。曲線４
は、相互変調によつて惹き起こされる中間周波レベル
の、障害信号レベルP_s1およびP_s2（同じ大きさと仮定さ
れている）の依存性を示す。曲線３および４の交点は、
受信機のインタセプト点IP₁を形成する。

増幅器のと特性曲線ないし混合器の特性曲線は実質的
にリニヤな部分とノンリニヤな部分とを含んでいる。増
幅器ないし混合器の動作点は、それぞれ特性曲線にリニ
ヤな領域にあるように調整されている。即ち歪率を高め
るために、動作点を特性曲線のノンリニヤな部分にシフ
トしさえすればよい。即ち非線形性が増大すると歪率が
高められる。非線形性を、信号路に挿入された付加的な
素子によって発生しても同等の効果が得られる。従って
歪率を変化させることによって、以下に説明する本願発
明による特性の変化が得られる。即ち本発明により信号
歪を一時的に強調すると、第２図において曲線３に代わ
って曲線６が発生され、曲線４に代わって曲線５が発生
される。そこで受信機は曲線５および６の接線の交点に
相応して、一時的に比較的低いインタセプト点IP₂を有
する。この比較的低いインタセプト点は、パルス持続時
間の期間中有効になる。その際、一定の信号レベルP_e,P
_s1,P_s2が仮定され、パルス持続時間の間有効信号P_eの中
間周波出力信号は低減されかつ中間周波干渉結果は大き
くなる。

しかしパルス持続時間の期間中のインタセプト点の低
下は、次のようにしても実現することができる。すなわ
ち歪を形成する段の前または歪を形成する段自体におけ
る信号増幅度を、例えば入力増幅器トランジスタの動作
点の変化を用いて強調するのである。この場合中間周波
有効信号の低減の代わりにパルス持続時間の期間中強調
が生じる。このこととの比較において相互変調障害の場
合中間周波障害信号レベルは数倍にも強調される。いづ
れの場合においてもパルス時間の期間中中間周波干渉信
号は中間周波有効信号と比べると強調される。

第３図は、第２図に類似して、信号歪の一時的な強調
（インタセプト点の比較的低いレベル）に代わつて一時
的な信号減衰が、歪を形成する段の前の有効信号並びに
障害信号に関して行なわれるときの、受信機の特性を示
す。したがつて第３図において、パルス時間の期間にお
いて有効信号P_e並びに障害信号成分P_s1およびP_s2も同じ
比で低下するものと仮定される。これにより中間周波出
力レベルp_zfの低減が生じ、中間周波干渉信号が、中間
周波有効信号に比べて数倍低減されるという結果を伴な
う。相互干渉により惹起される障害の場合、中間周波干
渉信号の相対変化は、中間周波有効信号の相対変化の３
倍程度の大きさである。この場合、パルス時間の期間中
調整による信号路での増幅度変化は行なわれないものと
仮定してある。

第４図は、公知の受信機とは次の点で異なつている本
発明の受信機を示している。すなわち本発明によれば信
号路における信号歪率が、パルス信号18を用いて変化さ
れる。本発明の歪率変化は、パルス信号18が例えば入力
段増幅トランジスタの動作点および／または混合器の動
作点を相応にシフトするかおよび／または歪を惹起する
素子をパルス持続時間の期間中信号路に挿入接続するこ
とによつて行なわれる。パルス信号は例えば、第４図に
参照番号19によつて示されているパルス発生器によつて
発生される。

パルス発生器19は有利にはパルス列を発生する。パル
スのパルス幅は、本発明の歪が生じる時間間隔に相応す
る。オンオフ比、すなわちパルス持続時間の、パルス間
に経過する時間に対する比は有利には小さく選択される
（例えば５％以下）。

第４図の本発明の無線受信機はその他に、前置増幅器
７、バンドパスフイルタ８、混合器９、スーパヘテロダ
イン発振器10、選択増幅器11、復調器12、信号整流器15
および先に説明したパルス発生器19と回路部分16とを有
する。

回路部分16は、信号整流器15の出力信号を評価すると
いう課題を有する。その際この回路部分は、受信信号が
有効信号であるか、障害となる干渉信号であるかを判別
するべきである。すなわちこの検出回路16の出力信号は
所望の情報を含んでいる。出力信号が、障害信号が存在
しているという情報を含んでいる場合、出力信号21は例
えば受信機の出力信号の抑圧、探索走査スタート、受信
機入力側における信号減衰または予選択度の強調を始め
るようにする。ミユーテイング回路14は、この場合、受
信機の出力信号を抑圧するために用いられる。このこと
は例えば、低周波増幅器13の低周波増幅度または復調器
12の出力信号を低減することによつて行なわれる。

第５図は、検出回路の実施例を示している。第５図の
検出回路は、第１のサンプル・アンド・ホールド回路2
2、コンパレータ23および第２のサンプル・アンド・ホ
ールド回路24から成つている。２つのサンプル・アンド
・ホールド回路には、パルス信号18から導出される相互
に反転されたサンプルパルス18′および18″が供給され
る。パルス信号18′および18″のパルスは有利にはパル
ス信号18のパルスより狭い。信号18′および18″のパル
スは、歪の変化作用をする信号18のパルスと同時に現わ
れるようにすべきである。このことを保証するために、
信号18′および18″のパルスは信号18のパルスより有利
には狭い。

この検出回路の動作を第６図および第７図に基いて説
明する。第６図は、一時的な歪拡大が使用される場合に
対する信号整流器15の出力信号20を示す。信号経過20a
は例えば、受信機が有効信号しか受信しない、すなわち
障害となる干渉信号を受信しないときに発生する。パル
ス落込み部25が生じる原因は、信号18のパルス持続時間
の期間中増幅度低減が行なわれるからである。

第６図の信号経過20bは例えば、受信機が障害となる
干渉信号しか受信しないときかまたは障害となる干渉信
号が有効信号より大きいときに発生する。障害となる干
渉信号とは周知のように、中間周波チヤネルに生じる干
渉信号と理解される。信号高まり部26が生じる原因は、
信号18のパルス持続時間の期間中歪が強調されるため干
渉信号が増幅されて現われるからである。

第７図は、歪の低減が行なわれる場合の信号整流器15
の出力信号20を示す。信号経過20cは例えば受信機が有
効信号しか受信しない。すなわち障害となる干渉信号を
受信しなかつたときに発生する。パルス落込み部27が生
じる原因は、信号18のパルス持続時間の期間中増幅度低
減が発生するからである。

信号経過20dは、受信機が障害となる干渉信号しか受
信しないかまたは障害となる干渉信号が有効信号より大
きいとき発生する。落込み部28が生じる原因は、障害と
なる干渉信号の歪の低減によつて、信号整流器15の出力
信号が相応に低減されるからである。この落込み部は曲
線20dにおいて曲線20cの場合より大きい。というのは、
歪の低減を来たす手段が、有効信号に対してより障害に
対して一層強く影響するからである。歪は例えば、受信
機入力側における信号を一時的に弱めることによつて低
減される。

有効信号の他に周知のようにアンテナは障害信号も受
信するが、これら信号は、受信機における非直線性によ
つてこれら障害信号から干渉信号が生じ、この信号の周
波数が直接またはスーパヘテロダイン発振器信号との混
合に基いて中間周波チヤネルの周波数領域にあるかまた
はベースバンド混合の場合ベースバンドに生じるときに
はじめて顕著になる。したがつてこの種の干渉信号は、
受信機が設定調整されている有効チヤネルを妨害する。
その際有効信号の周波数は、設定調整された受信周波数
に相応する。この場合障害信号また干渉信号について述
べられるときは、いつでも有効チヤネルに生じることに
よつて顕著にもなる障害信号について言つているものと
する。

ところで第５図のサンプル・アンド・ホールド回路22
は、本発明の歪変化を惹き起こすパルス18の発生の直前
の時点で信号レベル20の値を検出しかつパルス18の持続
時間の間記憶しておくために用いられる。この目的のた
めにサンプルパルスとして、パルス信号18に対して反転
されたパルス18″がサンプル・アンド・ホールド回路22
に供給される。コンパレータ23の一方の入力側には、サ
ンプル・アンド・ホールド回路の記憶された信号が供給
され、他方の入力側には信号20が直接供給される。コン
パレータ23の出力側はパルス持続時間の期間中、大きさ
ないし極性が、パルス18の持続時間の期間中コンパレー
タの入力側に加わる電圧および極性に依存している信号
を送出する。このような機能に基いて、信号20の経過が
第６図の経過20aに相応して生じるとき、コンパレータ2
3の出力側には負に記憶された出力パルスが生じる。こ
のことに類似して、第６図の曲線20bに相応した信号経
過が生じるとき正の方向に向いた出力信号が生じる。第
２のサンプル・アンド・ホールド回路24は、パルス18の
パルス持続時間の期間中に存在する、コンパレータ24の
状態（出力電圧値）のみを出力側に転送しかつ次のパル
スまで記憶するために用いられる。この目的のために、
サンプル・アンド・ホールド24にサンプルパルス18′が
供給される。

第５図の回路に、第７図の信号波形20cないし20dによ
つて説明したような信号20が供給される場合、回路が上
述のように機能したのでは２つの曲線経過の判別が不可
能である。というのは両方の場合においてパルス持続時
間の期間中生じる、コンパレータ入力側における電位差
の極性が、同じであるからであり、しかもそれは回路の
出力側において信号21が両方の場合とも負の方向に向い
ているのである。しかしこの不都合は、例えばサンプル
・アンド・ホールド回路22の出力側における信号値を次
のように低減することで解消される。すなわちコンパレ
ータ23に供給される値が結果的にパルス値27と28との間
にくるようにする。このことは例えば、サンプル・アン
ド・ホールド回路22の入力側または出力側において信号
の分割によつて実現することができる。

信号波形の評価能力に関しての信号波形20cないし20d
の不都合を次のようにしても回避することができる。す
なわちパルス持続時間18の期間中信号増幅度を、例えば
中間周波部において、パルス持続時間18の期間中の出力
信号20の減衰を出力信号20との関連において同時に反対
方向の増幅度変化を行なうことによつて補償するかまた
は過補償されるように変化して、その結果第７図の曲線
経過の２つの信号経過（20cおよび20d）を第５図の回路
において判別できるようにする。

第８図は、選択増幅器11aに、パルス持続時間の時点
での信号の増幅度を、一時的な歪の変化によつて生じ
る、信号整流器15の出力信号との関連における有効信号
に対する増幅度変化が補償または過補償されるように変
化するパルス信号が供給される、第４図の本発明の受信
機回路の部分を示す。

第９図の回路は、サンプル・アンド・ホールド回路の
実施例を示す。第９図の実施例は、トランジスタ29およ
び30、抵抗31および32並びにコンデンサ33を含んでい
る。入力信号が端子34に供給されかつ端子35から出力信
号が取り出される。サンプル・アンド・ホールド回路を
作動開始するサンプル・パルスは端子36に供給される。
パルス持続時間の期間中トランジスタ31および32が開放
されかつこれによりこの時点で端子34に存在する信号値
がメモリとして用いられるコンデンサ33に転送される。
出力端子35の僅かな負荷が後続の回路によつて生じると
仮定すると、コンデンサ33の電荷、したがつて出力電圧
は次のサンプルパルスが生じるまでの間実際にそのまゝ
の値に維持される。次のサンプルパルスにおいてパルス
持続時間の期間中端子34における信号電圧が別の電圧に
なると、相応に端子35の出力電位が変化し、それは次の
サンプルパルスまでこの場合も維持される。第９図の回
路においてサンプル時相は、サンプルパルス37,38の電
圧がその都度比較的高い正の値39を有するときに生じる
ようになつている。

第10図は、第５図の回路の実施例を示す。この回路
は、トランジスタ40,41,42,43,44,45,46、ダイオード4
7、抵抗48および49および蓄積コンデンサC1およびC2か
ら成る。この回路には、評価すべき信号20が、トランジ
スタ40のベースに供給される。トランジスタ40のエミツ
タに現われる、信号20の信号経過に相応する信号経過
は、素子43,44,45,46および47から成る公知の形式の差
動増幅器の一方の入力側に直接供給され、かつ他方の入
力側には、素子41,42,49およびC1から成る、ホールド回
路を介して供給される。この回路のサンプル時相はサン
プルパルス18′を介して開始される。回路の差動増幅器
はトランジスタ44を介してパルス持続時間18′の期間中
のみ作動制御される。この時間においてトランジスタ43
および45間の電位差が測定されかつ相応の電流パルスと
して（パルス持続時間はパルス18′の持続時間に相応す
る）蓄積コンデンサC2に転送される。このようにして差
動増幅器は同時にサンプル・アンド・ホールド回路とし
て動作する。

第11図は、受信機入力段７を有する第４図の回路の部
分を示す。本発明のこの実施例において、信号検出回路
16の出力信号21は、信号減衰のためおよび／または予選
択度を高めるために受信機入力段に供給される。これに
より干渉信号の受信の際干渉障害を惹起する障害信号レ
ベルが減衰されるように作用するべきである。調整量と
して作用する信号は本発明によれば、有効チヤネルが干
渉信号によつて障害を受けたときにしか発生しないの
で、信号減衰もこの前提においてしか行なわれず、一方
有効信号は調整量を発生せず、したがつて有効信号の信
号減衰作用をしない。

第12図には、第４図の受信機回路の回路部分7,8およ
び９を有する本発明の受信機回路の一部が図示されてい
る。第12図の回路は、受信機の入力段７における有効お
よび障害信号の減衰を調整量50によつて行なうために用
いられる。第11図の回路とは異なつて、第12図の回路に
おいては調整量21は入力段７に供給されず、調整量21か
ら別の調整量51との結合回路52における結合によつて発
生される調整量50が供給される。第２の調整量51は、入
力段７の出力側または混合段９の入力側および／または
出力側に発生する信号の整流によつて整流器回路53にお
いて生じる。その際２つの調整量21および51の結合は、
例えば論理結合回路のORないしAND機能によつて形成す
ることができる加算または乗算的に行なることができ
る。

しかし例えば所定の有効信号レベルから一般的に入力
段における信号減衰が行なわれるようにする、信号整流
器15の出力信号20との付加的な論理結合を採用しても有
利である。

第13図は、結合回路52の実施例を示す。この回路は、
出力側56と接続されている２つのダイオード54および55
から成る。端子57および58に、調整量21および51が供給
される。この形態の回路において２つの入力信号21ない
し51の大きい方が出力信号50を定める。この回路はコン
デンサ59との接続されて、充電期間に対する時間を放電
期間より短くすることができるピーク検波回路のように
作用する。

第14図は、２つの調整量21および51の乗算的な論理結
合作用をする結合回路52の実施例を示す。この回路は、
直列接続されたトランジスタ60および61、および動作電
圧源63と出力端子64との間に介挿されている抵抗62から
成る。論理結合すべき信号21および51は、入力端子65お
よび66に供給される。２つの入力端子に同時に正の電位
が生じないと、トランジスタ61にはコレクタ電流が流れ
ずかつ出力端子64の電位は電池63の電圧に相応する。し
かしトランジスタ60のベースの電位がしきい値電圧を上
回りかつトランジスタ61のベース電位がしきい値電圧の
約２倍を上回ると、２つのトランジスタは開放されかつ
出力端子の電位が相応に低減される。第14図の回路構成
において調整量51が出力側における電位変化、ひいては
結果的に生じる調整量50を決める。第14図の回路は同時
に入力側および出力側間の信号経過を反転する。

第15図は、トランジスタ入力段７の伝達特性曲線ｉ
（ｕ）を図示する。この伝達特性曲線は、動作点をA1か
らA2へ一時的に切換えることによつて一時的な歪の変化
できることを説明する。動作点A1において、信号歪は動
作点A2におけるより僅かである。というのはA1は直線化
された特性曲線部分（例えば負帰還によつて生じる）に
あるからである。

第16図は、一時的な信号減衰、したがつてパルス持続
時間18の期間中信号歪の一時的な低減作用をする受信機
入力段の回路を示す。第16図の回路は、トランス回路網
68を介して、同調可能に構成されている選択回路69に結
合されている、ベース接地形増幅器トランジスタ67を含
んでいる。信号減衰は、パルス18を用いて導通接続さ
れるダイオード70（有利にはスイツチダイオード）によ
つて生じる。パルス18はパルス18から導出される。信
号減衰の作用は、ダイオード70が導通接続されている際
信号の流れ72′とは反対方向であつて、この信号の流れ
を低減する信号電流71が生じるようにして行なわれる。
このことは巻線68aと68bとの極性が適正であることが前
提となつている。コンデンサ73は、信号周波数に対する
短絡を表わす。

第17図は、制御可能な信号減衰が行なわれる受信機入
力段の実施例を示す。第17図の入力段は、同調可能に構
成された予選択回路69、能動増幅器74および同調可能に
構成された出力回路75を含んでいる。アンテナ17はコン
デンサ76を介して予選択回路69にトランス結合されてい
る。信号減衰は、制御可能なインピーダンスとしてコン
デンサ78を介して予選択回路69に並列接続されているPI
Nダイオード77を通じて行なわれる。PINダイオードの制
御のために用いられる電流は、段74の作動電流79から導
出される。PINダイオード77に供給される電流を制御す
るために、トランジスタ80は制御可能な分路抵抗として
作用しかつ調整量21ないし50から導出されている制御量
によつて制御される。振動回路69および75の同調は、バ
ラクタダイオード81および82によつて行なわれる。

第17図の回路は、予選択回路69における信号減衰によ
つて受信機回路全体が障害となる干渉の発生から保護さ
れるという利点を有する。PINダイオードは、比較的高
い周波数においても歪を惹き起こさないという利点を有
する。第17図の回路は、FMラジオ無線受信機に対して特
別適している。

第18図の回路は、第17図の配置構成とは、PINダイオ
ード77が回路点83に作用する点で相異している。回路点
83を介してアンテナ抵抗の予選択回路69に対する変換が
行なわれる。制御可能なPINダイオード77を介して信号
減衰度が次のような方法で制御される。すなわち信号減
衰度が大きくなるにしたがつてアンテナ17と増幅器74と
の間の選択度が高められる。信号減衰度の制御によつて
同時に、アンテナ抵抗の、予選択回路69に対する変換
が、信号減衰度が大きくなるにしたがつて上述の選択度
が高められるように制御される。

アンテナ抵抗の、選択回路69に対する変換のために設
けられている回路網は、コンデンサ76および84並びにコ
イル85から成つている。この回路網は、一回路点83との
関連において一受信バンド内の最高のインピーダンスが
発生しかつこのインピーダンスはアンテナ抵抗より著し
く大きいという特性を有する。

第19図も、受信機入力段の入力側において信号減衰が
行なわれる実施例を示すが、ここでは第２のPINダイオ
ード86が設けられている。２つのPINダイオードの作用
によつて、第19図の回路は第18図および第19図の構成の
特性を組合せたものになる。付加的な抵抗87の作用によ
り、PINダイオード77による信号減衰は、PINダイオード
86による信号減衰より高いレベルにおいて行なわれるよ
うになる。制御信号は接続点88に供給される。接続点88
はコンデンサ89を介して信号周波数に対してアースされ
ている。

第20図の回路は、第19図の回路とは次の点で異なつて
いる。すなわち第20図では第19図の回路の抵抗87が省略
されかつそれに代わつてコイル85の一方の端部とPINダ
イオード86のカソードとの間の抵抗90が設けられてい
る。これにより関係の反転が実現される。すなわちPIN
ダイオード86による信号減衰はPINダイオード77による
信号減衰より高いレベルにおいて始められる。

第21図は、トランジスタ91が増幅器トランジスタとし
てベース接地形回路に設けられている受信機入力段の入
力回路を示す。アンテナ17は、回路網を介してトランジ
スタ91のエミツタに結合されている。この回路網は、コ
ンデンサ76、コイル85およびコイル92から成る。この回
路網は、受信バンドのバンド中心周波数において１回路
点83との関連において−最大のインピーダンスが生じる
ように定められている。PINダイオード77は、回路点83
と基準点との間に配置されている。PINダイオードの制
御は、分路トランジスタ80を介して、調整量21ないし50
から導出される信号を用いて行なわれる。第21図の回路
は、同調可能ではない構成の広帯域の入力回路を示して
いる。

第22図は、受信機の入力信号が中間周波信号ではな
く、直接ベースバンド信号に変換される、本発明の実施
例を示す。受信部は、入力増幅器93、混合供給94および
95、発振器部96および能動的な低域通過フイルタ97およ
び98から成る。入力増幅器93は有利には同調可能な選択
増幅器として構成されている。発振器部96は、それぞれ
混合器94および95に供給される、90°互いにずれている
２つの信号99および100を発生する。入力信号の同期検
波の場合、増幅器97の出力側に生じる信号を周波数制御
可能な発振器部96に戻してやることが必要である。混合
器94、能動的な低域通過フイルタ97および制御可能な発
振器部96は、位相調整ループを形成する。このループが
受信部の同期検波を監視する。これにより能動的な低域
通過フイルタ97の出力側に、信号の周波数変調に相応す
る低周波信号101が生じ、一方能動的な低域通過フイル
タ98の出力側には信号の振幅に相応する信号量102が生
じる。増幅された入力信号は、混合器94および95に供給
される。

信号歪の本発明の変化は、混合器94および95の入力側
から出力側に至る信号路において行なわれる。調整量20
を取り出すために、出力信号101および102は結合回路10
3において相互に結合されかつこの結合回路103の出力信
号20は、回路部16において調整量21に変換される。

第23図は、結合回路103に対する実施例を示す。この
論理結合回路は最も簡単な形態において抵抗104および1
05を有する加算回路から成る。信号101および102から形
成される和信号は、ダイオードリング回路106に供給さ
れる。この回路の出力信号は演算増幅器107に供給され
る。調整量20は、信号101と102との間の電位差の絶対値
に比例し、したがつて電位差の極性には無関係である。
このようにしてこの回路は、受信信号の振幅に相応する
調整量20を発生する。

第24図は、第23図の回路と同じ機能を果たす、第22図
における結合回路103に対する別の実施例を示してい
る。第24図の回路は、抵抗110,111および電流源112と接
続されて、差動増幅器として動作するトランジスタ108
および109を含んでいる。信号101および102は、トラン
ジスタ108および109のベースに供給される。出力信号は
端子113から取り出される。出力信号はコンデンサ114を
ダイオード115および116と接続されているトランジスタ
108および109のコレクタのその都度最大の電位に充電す
ることによつて生じる。出力電圧は、トランジスタ108
および109の２つのベースの間の電位差の大きさにのみ
依存し、その極性には依存しない。

第23図および第24図の回路は、発振器部が受信信号に
ロツクされる前に既に信号20が生じるという利点を有す
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は、無線受信機の相互変調特性のインタセプト点
を示す曲線図であり、第２図は受信機の特性を有効信号
と相互変調される障害信号レベルとの関連において示す
曲線図であり、第３図は、第２図に類似して、信号歪の
一時的な強調に代わつて一時的な信号減衰が、歪を形成
する段の前の有効信号並びに障害信号に関して行なわれ
るときの、受信機の特性を示す曲線図であり、第４図
は、信号路において信号歪率が変化される本発明の受信
機のブロック回路図であり、第５図は、第４図の検出回
路のブロツク回路図であり、第６図は、一時的な歪拡大
が使用される場合に対する信号整流器の出力信号波形図
であり、第７図は、歪の低減が行なわれる場合の信号整
流器の出力信号の波形図であり、第８図は、第４図の本
発明の受信機回路の変形された部分のブロツク回路図で
あり、第９図は、サンプル・アンド・ホールド回路の実
施例の回路図であり、第10図は、第５図の回路の実施例
を示す回路図であり、第11図は受信機の入力段を有する
第４図の回路の部分を示す略図であり、第12図は、第４
図の受信機回路の一部のブロツク回路図であり、第13図
は第12図の結合回路の実施例の回路図であり、第14図
は、第13図の別の実施例の回路図であり、第15図は、ト
ランジスタ入力段の伝達特性曲線図であり、第16図は一
時的な信号減衰が行なわれる受信機入力段の回路の実施
例の回路図であり、第17図は、制御可能な信号減衰が行
なわれる受信機入力段の実施例の回路図であり、第18図
は、第17図の変形実施例の回路図であり、第19図は、受
信機入力段の入力側において信号減衰が行なわれる別の
実施例の回路図であり、第20図は第19図の変形実施例の
回路図であり、第21図はトランジスタが増幅トランジス
タとしてベース接地形回路に設けられている受信機入力
段の入力回路の回路図であり、第22図は、受信機の入力
信号が中間周波信号ではなくて、直接ベースバンド信号
に変換される、本発明の実施例のブロック回路図であ
り、第23図は、第22図の結合回路の実施例の回路図であ
り、第24図は、第23図とは別の実施例の回路図である。７……前置増幅器、９……混合器、10……発振器、11…
…バンドパスフイルタ、12……復調器、13……低周波増
幅器、14……ミユーテイング回路、15……整流器、16…
…検出回路、18パルス、19……パルス発生器、21,50,51
……調整量

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】受信信号が混合器によって中間周波信号ま
たはベースバンド信号に変換され、有効信号および障害
信号から成る受信信号の歪率が変化され、相互干渉障害
信号受信の場合に、相互干渉障害信号の抑圧または低減
が行なわれる無線受信機において、ａ）有効信号および障害信号から成る受信信号の歪率
を一時的に変化させる少なくとも１つの歪変化手段と、ｂ）中間周波信号を整流する信号整流器と、ｃ）歪率を変化させる前の中間周波信号のレベルと、
歪率を変化させた後の中間周波信号のレベルとを比較
し、専らその比較結果に基づいて相互干渉障害を受けて
いるかどうかを検出する検出回路と、ｄ）相互干渉障害を受けている場合に動作される信号
減衰手段または予選択制御手段とを有し、前記検出回路は、干渉障害信号検出のために、第１のサ
ンプルアンドホールド回路と、第２のサンプルアンドホ
ールド回路と、１つのコンパレータとから構成され、前
記信号整流器からの信号は、コンパレータの一方の入力
側に直接供給され、かつ第１のサンプルアンドホールド
回路を介してコンパレータの他方の入力側に供給され、
前記コンパレータからの出力信号は、第２のサンプルア
ンドホールド回路に供給され、前記第２のサンプルアン
ドホールド回路からの出力は、信号減衰手段または予選
択制御手段に供給されることを特徴とする無線受信機。
【請求項２】前記歪率を変化させる少なくとも１つの歪
変化手段は、パルス信号により制御される入力増幅器お
よび／または混合器を有する特許請求の範囲第１項に記
載の無線受信機。
【請求項３】歪率を変化させるために前記入力増幅器お
よび／または混合器に、負帰還を相応に小さくかけるよ
うにした特許請求の範囲第１項または第２項に記載の無
線受信機。
【請求項４】歪率を変化させるために前記入力増幅器お
よび／または混合器は、相応の動作点調整によって制御
される特許請求の範囲第１項から第３項までのいずれか
１項に記載の無線受信機。
【請求項５】前記歪率を変化させる少なくとも１つの歪
変化手段は、少なくとも１つのダイオードを介してパル
ス信号により制御される予選択制御手段を有する特許請
求の範囲第１項から第４項までのいずれか１項に記載の
無線受信機。
【請求項６】前記コンパレータは、第２のサンプルアン
ドホールド回路の機能を有する特許請求の範囲第１項か
ら第５項までのいずれか１項記載の無線受信機。
【請求項７】前記コンパレータは、差動増幅器として構
成されている特許請求の範囲第１項から第５項までのい
ずれか１項記載の無線受信機。