JPH02192074A

JPH02192074A - 高域ノイズ軽減回路

Info

Publication number: JPH02192074A
Application number: JP1010224A
Authority: JP
Inventors: Nobukazu Hosoya; 細矢　信和; Toru Sasaki; 徹佐々木
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 1989-01-19
Filing date: 1989-01-19
Publication date: 1990-07-27
Also published as: EP0379210A2; EP0379210B1; KR900012252A; DE69027129D1; EP0379210A3; DE69027129T2; US5428455A; KR0168448B1

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（イ）産業上の利用分野本発明は、光学式ビデオディスクプレーヤに用いられ、
ピックアップ及び伝送歪によって生じる周波数分布を補
正する回路に関するものである。

（ロ）従来の技術ＮＴＳＣカラー映像信号を光学的に記録して成るビデオ
ディスクレコードを光学再生する現行の光学式ビデオデ
ィスクプレーヤに付いては例えば１９８６年１１月１日
付株式会社アスキーより発行された“レーザディスクテ
クニカルブック”に詳しく開示されている。

この光学式ビデオディスクレコードは、第２図及び第３
図（Ａ）に示す周波数スペクトル図に示す様にＮ　Ｔ　
’Ｓ　Ｃカラー映像信号をシンクチップが７．６ＭＨ，
、ペデスタルレベルが８．３ＭＨ２、ホワイトピークが
９．３ＭＨ２となる様にＦＭ変調することにより４　Ｍ
　Ｈ２〜１３　、５　ＭＨｚの範囲に変調映像信号とし
てＦＭ偏移域と上側波帯と下側波帯とを記録してい°る
。また、この光学式ビデオディスクレコードは、必ず２
チヤンネルの音声信号にてそれぞれ２．３ＭＨｚのキャ
リアと２．８ＭＨ２のキャリアをＦＭ変調している。更
にこのＦＭ音声信号の低域側には、コンパクトディスク
レコードと同一フォーマットのディジタル音声信号が周
波数多重記録されている。

ところで、近年映像に対する高細度化の要請が強まって
いるが、ディスクの回転速度を現行のまま、即ち中心周
波数を現行のままで、この高細度化に対応するためには
、映像信号の周波数帯域を広げることが必要となる。こ
の信号帯域の拡大方式としては、第３図の（Ｂ）乃至（
Ｄ）の３つの方法が考えられる。

第３図（Ｂ）では、ＦＭ音声信号を削除し、低域及び高
域共に広げる方式（第１の方式）、（Ｃ）ではＦＭ音声
信号を現行のままにし、高域のみを広げてそのエネルギ
ーを２倍とする方式（第２の方式）、（Ｄ）ではＦＭ音
声信号を削除し、低減のみを広げてそのエネルギーを２
倍とする方式（第３の方式）が夫々示されているが、第
２及び第３の方式については、ディスクへの記録時にＲ
Ｆ段階での処理が第１の方式に比べ複雑となり、図に示
す如き周波数特性を満足するフィルタを実現することが
技術的に不可能であるため、通常第１の方式を採用して
高細度化を実現することが最適と言える。

ところで、通常のピックアップを用いて光学的に信号再
生を行う場合に、レーザー光のスポットがディスクのピ
ット幅より大きいため、信号検出の分解能が落ち、第４
図に示す様に再生ＲＦ信号の高域成分が劣化する。この
傾向は例えば角速度一定のＣＡＶディスクではディスク
内周に近づくにつれて、また周波数が高くなるにつれて
顕著である。ここで、ＣＡＶディスクの内周側はど劣化
が著しいのはＣＡＶディスクでは、線速度が内周から外
周で１０．７５ｍ／ｓ−３２ｍ、／ｓと変化しており、
このためにビットの長さが同一の信号でも外周の方が長
く、最外周では最内周の３倍の長さとなっていることに
よる。尚、線速度一定のＣＬ’Ｖディスクでは、全周に
亘ってＣＡＶディスクの内周と同一の高域劣化が生じる
。

上述の如く、ピックアップからのＲＦ倍信号は、高域で
の周波数特性の劣化が著しいため、従来は前記した“レ
ーザーディスクテクニカルブック”のＰ　７’７乃至Ｐ
　７．９に開示され、第５図に示す様にＲＦ倍信号高域
成分を持ち上げる高域増幅補正を行う高域増幅補正回路
（１）をリミッタ（２）の前段に挿入して対処している
。しかし、この高域補正には次に示す問題点がある。

即ち、従来の光学式ビデオディスクの記録信号の周波数
分布は、第３図（Ａ）の通りであるが、記録時にＦＭ変
調信号をリミッタに通すため、第６図に示す様な２倍波
、３倍波が再生ＲＦ信号に含まれることになる。また、
ピックアップからの伝送系、回路系の歪みによっても２
倍波が発生する。この２倍波は、第６図に示す様に基本
波の帯域内の高域部分に重なる慣れがある。特に前述の
第３図（Ｂ）の如く記録信号の周波数分布において映像
信号帯域を低域及び高域側に広げた高細度ビデオディス
クレコードの場合、信号波の広がりは第６図の斜線部分
を従来のものに付加したものとなり、基本波と２倍波と
の重なりが顕著となる。この信号を再生時にそのまま検
波、即ちＦＭ復調すると、この重なりがビットやノイズ
となって画面に現われてしまう。

また、ＣＡＶディスクの内周やＣＬＶディスクでは、再
生時に元々高域成分が出にくく、この高域成分を持ち上
げる様に補正するとＳ　／’　Ｎの劣化を招き、却って
画質を劣化させてしまうことになる。

次に前述の様なＣＡＶディスク内周やＣＬＶディスク全
周で高域成分が劣化している信号について、第７図及び
第８図を用いて更に詳述する。

第７図は高域増幅補正を行なわない場合を示し、（Ａ）
に示す如＜ＲＦ倍信号キャリア（Ｃ）を含め高域が劣化
しているので、これをリミッタに通すと（Ｃ）の如く上
側サイドバンド成分（Ｈ）は下側サイドバンド成分（Ｌ
）により平均されて出力され、キャリア／サイドバンド
比も殆んど変わらないが、高域にのみ存在していた２倍
波（３）及び２倍波と基本波との重なりによるビート（
４）も平均され、このリミッタ出力をＦＭ復調すると（
Ｄ）に示す様に高域にビット、ノイズが発生する。

また、第８図は高域成分を持ち上げる高域増幅補正を行
なう場合を示し、第７図（Ａ）と同じく（Ａ）のＲＦ倍
信号高域増幅補正回路（１）にて（Ｂ）の如く高域成分
が持ち上げられ、高域にのみ存在していたビート（Ｙ）
も増幅された後に、リミッタ（２）を通るため、（Ｃ）
の如くノイズ、ビート共に増幅され、これをＦＭ復調す
ると、（Ｄ）の如く高域でのＳＮ劣化、ビート増幅とい
う結果をもたらす。

尚、第７図及び第８図において、（０）は音声ビートを
示す。

（ハ）発明が解決しようとする課題前記従来技術の如く、単に再生ＲＦ信号の高域成分を持
ち上げると、高域成分の劣化を防ぐことはできるが、逆
に高域でのＳＮ劣化及びビート増強を招き、画面が見苦
しくなる。

（ニ）課題を解決するための手段本発明は、周波数分布を予め規定して信号がＦＭ変調記
録された記録媒体の再生系路に、再生ＦＭ信号の高域周
波数成分を低下させる補正フィルタと、フィルタ出力を
入力とするリミッタと、リミッタ出力をＦＭ検波するＦ
Ｍ復調回路とを備える高域ノイズ軽減回路を配すること
を特徴とする。

（ホ）作用本発明は上述の如く構成したので、ＲＦ倍信号リミッタ
回路に入力する前に、ＲＦ倍信号高域成分を低下させて
ノイズ及びビート成分を低下させることにより、ノイズ
、ビートの影響の少ないＳ／Ｎの良い信号を得ることが
可能となる。

（へ）実施例以下、図面に従い本発明の一実施例について説明する。

第１図は本実施例の全体の回路ブロック図である。（３
）はピックアップを構成する４分割センサーであり、デ
ィスクのトラックの接線方向、即ちピットの進行方向（
矢印Ｑ）に対して先行する先行側フォトダイオード（Ｂ
ｌ）（Ｂ２）と後行側フォトダイオード（Ｂ３）（Ｂ４
）より成る。

先行側フォトダイオード（Ｂｌ）（Ｂ２）の光電変換出
力は加算器（４）に入力されて加算され、また後行側フ
ォトダイオード（Ｂ３）（Ｂ４）の光電変換出力は加算
＠（５）にて加算される。

加算器（５）出力は、固定遅延回路（６）にて予め決定
された固定の遅延時間（ｔｌ）だけ遅延された後に加算
器（７）に入力され、また加算器（４）出力は可変遅延
回路（８）を通って遅延時間（Ｔ）だけ遅延されて加算
器（７）に入力され、固定遅延回路（６）出力と加算さ
れて再生ＲＦ信号となる。

また、可変遅延回路（８）の遅延出力は、同一周波数の
２つの信号の位相を比較する際に通常用いられる９０°
移相器（９）にて予め９０°位相された後に移相検波器
（１０）にて固定遅延回路（６）出力と位相比較され、
この比較出力が両者の位相差に対応した制御信号（ＳＣ
）として可変遅延回路（８）に負帰還される。

可変遅延回路（８）は、この制御信号（ＳＣ）に応じて
遅延時間（Ｔ）が変化し、常に位相差がゼロ、即ち両遅
延回路（６）（８）出力が全く同位相となる様に遅延時
間（Ｔ）の制御が為される。尚、固定遅延回路（６）は
、可変遅延回路（８）の最小遅延量による制御範囲ズレ
を修正するために付加されたものであり、これを省略し
て、可変遅延回路（８）出力と加算器（５）出力が、全
く同位相となる様に可変遅延回路の遅延時間（Ｔ）を制
御してもよい。

加算器（７）からのＲＦ倍信号、プリアンプ（１１）を
経て、高域補正フィルタ（１２）に供給される。

高域補正フィルタ（１２）は、具体的には第９図に示す
様な回路構成を有している。即ち、トランジスタ（Ｔｒ
ｌ）（Ｔｒ４）及び遅延線（１３）から成る遅延系路と
、トランジスタ（Ｔｒ２）（Ｔｒ３）からなるスルー系
路にて構成され、ＲＦ倍信号トランジスタ（Ｔｒｌ）を
介し、遅延線（１３）を通過してトランジスタ（Ｔｒ４
）のエミッタに遅延して出力され、同時にトランジスタ
（Ｔｒ２）（Ｔｒ３）を介してＲＦ倍信号スルーに出力
されて、前述のトランジスタ（Ｔｒ４）のエミッタ出力
に加算される。つまりスルー系路によりスルーに得られ
るＲＦ倍信号、遅延系路にて所定遅延時間（Ｌ２）だけ
遅延されたＲＦ倍信号加算する。尚、コンデンサ（Ｃ７
）は直流成分を除去するために挿入されている。

ところで、第１０図（Ａ）に示す様にＲＦ倍信号高い周
波数の場合には、スルーなＲＦ倍信号鎖線で示す）と所
定遅延時間（ｔ２）だけ遅延させたＲＦ信号（実線で示
す）を加算すれば、（Ｂ）に示す様に周波数成分はなく
なる。一方、第１１図（Ａ）に示す様にＲＦ倍信号低い
周波数の場合には、加算出力は（Ｂ）の如き出力が得ら
れる。この様に、高域補正フィルタ（１２）出力は、設
定される遅延線（１３）の遅延時間（ｔ２）に応じて、
高域成分のみを減衰させる機能を有しており、例えばｔ
２＝３２−３５ｎｓｅｃに設定すれば、第１２図（Ａ）
（Ｂ）に示す様な振幅特性を有するフィルタとなり、周
波数が１６ＭＨｚ付近までならば、高域になる程に減衰
するフィルタとして利用できる。尚、第１２図（Ａ）の
（Ｌｌ）は縦軸を（ｄＢ）とした時の振幅特性、（Ｌ２
）は群遅延特性を示し、また第１２図（Ｂ）は真数比と
して縦軸に（％）をとった時の振幅特性を示している。

更に、高域成分のみを減衰させる手段として、第１２図
の如き複雑な構成に代えて、単にＬＰＦを高域補正フィ
ルタに用いることも可能である。また、第１２図のトラ
ンジスタ（Ｔｒｌ）乃至（Ｔｒ４）はいずれも増幅用に
用いられるものである。

以上の如き、高域補正フィルタ（１２）を通過すること
により、第１３図（Ａ）に示す様な周波数分布を有する
ＲＦ倍信号、第１３図（Ｂ）に示す様に高域成分が減衰
されることになる。尚、第１３図（Ａ）は第７図（Ａ）
及び第８図（Ａ）と同じく、ＲＦ倍信号高域成分が劣化
して、上側サイドバンド成分（Ｈ）が下側サイドバンド
成分（Ｌ）に比べ小さくなった周波数分布を示している
。

高域補正フィルタ（１２）により高域成分が減衰したＲ
Ｆ倍信号、切換スイッチ（１４）を介して狭帯域Ｂ　Ｐ
　Ｆ　（＋５）または広帯域Ｂ　Ｐ　Ｆ　（１６）を通
過し、切換スイッチ（１７）を介して、後段のリミッタ
（１８）に入力される。狭帯域Ｂ　Ｐ　Ｆ　（１５）は
第３図（Ａ）に周波数スペクトラムが示された現行の光
学式ビデオディスクレコード（以下、ＬＤと称す）のＲ
Ｆ倍信号抜き取るためのものであり、広帯域ＢＰＦ（１
６）は第３図（Ｂ　、）の高細度化ビデオディスクレコ
ード（以下ＥＤＬＤとする）のＲＦ倍信号抜き取るため
のもので、また切換スイッチ（１４）（１７）はシステ
ムコントロール回路から供給されるＥＤＬＤ／ＬＤ切換
信号（ＳＬ）にて同期して切換えが為され、再生しよう
とするディスクレコードがＬＤの場合には、ＲＦ倍信号
狭帯域ＢＰＦ、（１５）に入力し、このＢ　Ｐ　Ｆ、（
１５）出力をリミッタ（１８）に供給する側に切換わり
、ＥＤＬＤの場合には、ＲＦ倍信号広帯域Ｂ　Ｐ　Ｆ　
（１６）に入力し、このＢ　Ｐ　Ｆ　（１６）出力をリ
ミッタ（１８）に供給する側に切換わる。

切換スイッチ（１７）からのＲＦ倍信号、第１３図（Ｂ
）の如く高域減衰されているので、リミッタ（１８）を
通すと第１３図（Ｃ）の如く高域にのみ存在していた２
倍波（Ｗ）及びビート（Ｙ）はキャリア（Ｃ）を中心と
して上下対称にに平均化されて軽減され、同時に必要な
上側サイドバンド成分（Ｈ）は下側サイドバンド成分（
Ｌ）と平均化されて出力される。

このリミッタ（１８）出力は、デユーティ補正回路（１
９）及びＦＭ検波回路（２０）に入力される。デユーテ
ィ補正回路（１９）は、リミッタ（１８）出力の両極性
の直流分の大きさを比較し、両者の電位差がなくなる様
にリミッタ（１８）入力の直流電位を制御している。即
ち、リミッタ自身のデユーティがずれていると、リミッ
タ（１８）出力に２倍波が発生し、ＲＦ高域ノイズ軽減
の効果が薄れてしまう。ここで、デユーティがずれてい
るとリミッタ出力に直流成分が重畳されることになる。

そこで、前述の如くリミッタ（１８）出力の両極性の直
流分の電位差を比較し、この電位差が零となる様にリミ
ッタ入力の電流電位を制御することによって、デユーテ
ィのずれがなくなり２倍波の発生が抑えられる。

フミッタ（１８）出力は、ＦＭ検波回路（２０）にてＦ
Ｍ検波され更にＬ　Ｐ　Ｆ　（２１）を経て、ベースバ
ンドの映像信号にＦＭ復調して出力される。尚、ＬＰＦ
（２１）のカットオフ周波数は、ベースバンドの映像信
号の通過のみを許容する様に設定されている。

従って、第１３図（Ｃ）の如き周波数分布を有するリミ
ッタ出力は第１３図（Ｄ）の如きベースバンドの映像信
号となる。

ところで、第１３図（Ａ）に示すＲＦ倍信号は、高域劣
化の影響を受けてキャリア成分も多少劣化し、一方、下
側サイドバンド成分（Ｌ）はほとんど劣化しないため、
第１３図（Ｃ）のリミッタ（］Ｂ８出力のキャリア（Ｃ
）と上、下側サイドバンド成分（Ｈ）（Ｌ）のレベル比
は正常なものと異なり、この結果、第１３図（Ｄ）のＦ
Ｍ検波出力の高域成分が持ち上がる。即ち、第１３図（
Ｃ）において、キャリア成分が前述の如く高域劣化の影
響を多少受けている分だけ縮み、キャリアに対するサイ
ドバンドのレベルが大きくなり過ぎてしまう。そこで、
次段のデイエンファシス回路（２２）にて、このキャリ
ア／サイドバンド比の異常に伴う高域の持ち上がりを抑
えるこるとか必要となる。

ここで、このデイエンファシス回路（２２）について詳
述する。デイエンファシス回路（２２）は、第１４図に
示す様に、可変容量ダイオード（ＤＩ　）、抵抗（Ｒ１
）（Ｒ２）及びコンデンサ（Ｃ１）により構成される一
種のＬＰＦであり、コンデンサ（Ｃ１）及び可変容量ダ
イオード（Ｄｌ）の容量の和と抵抗（Ｒ１）（Ｒ２）の
値により、ＬＰＦとしての特性、即ち高域成分の減衰特
性が微妙に変化する。可変容量ダイオード（Ｄｌ）のカ
ソード側には、レベルシフト回路（２３）からの出力電
圧が印加され、こうして印加された逆方向電圧により可
変容量ダイオード（Ｄｌ）の静電容量が変化し、この結
果、デイエンファシス回路（２２）の高域補正量が制御
される。ここで、レベルシフト回路（２３）は、位相検
波回路（１０）からの制御信号（ＳＣ）に応じて、デイ
エンファシス回路（２２）を制御しやすい電圧値の出力
を発するものであり、この出力電圧値は、制御信号（Ｓ
Ｃ）の電圧値が低い程、即ち可変遅延回路（８）の遅延
時間（Ｔ）が小さい程高くなり、逆に遅延回路（Ｔ）が
大きい程低くなる。そこで、例えばＣＡＶディスクでは
、ディスクの径方向の位置に応じて線速度が変化するた
め、先行するフォトダイオード（Ｂｌ）（Ｂ２）出力に
対する後行するフォトダイオード（Ｂ３）（Ｂ４）出力
の遅延量、即ち両者の位相差がディスク径方向位置に応
じて変化することになり、ＣＡＶディスクの内周側では
、外周側より遅延回路（６）（８）の位相差が大きくな
り制御信号（ＳＣ）の電圧値はこれに応じて大きくなる
。

１にの制御信号（ＳＣ）がレベルシフト回路（２３）に入力
されると、可変容量ダイオード（Ｄｌ）の逆方向電圧が
小さくなり、この可変容量ダイオード（Ｄｌ）の静電容
量は逆に大きくなり、コンデンサ（Ｃ１）と可変容量ダ
イオード（Ｄｌ）の静電容量の和と抵抗（Ｒ１）（Ｒ２
）によるデイエンファシス回路（２２）のＬＰＦとして
の高域減衰量は、可変容量ダイオード（Ｄｌ）の静電容
量の増加分だけ大きくなり、この結果、ＲＦ段において
高域劣化が顕著な内周でのデイエンファシス回路（２２
）による高域減衰は外周に比べ大きくなる。従って、第
１３図（Ｄ）に示す様に高域補正フィルタ（１２）によ
るＲＦ段での高域減衰補正の結果、キャリアとサイドバ
ンドとの比が正常でなくサイドバンドが大きいために高
域成分が持ち上がったＦＭ復調出力は、上述のデイエン
ファシス回路（２２）を通過することにより第１３図（
Ｅ）に示す様に持ち上がった分だけ高域が減衰されるこ
とになり、これに伴って、２倍波いＶ）及びビー）　（
Ｙ）は更に落ち込み、ノイズ、ビートの影響が一層抑え
られる。

一方、ＣＡＶディスクの外周側の如く、再生ＲＦ信号の
高域劣化が少ない場合、例えば第１５図（Ａ）の如＜Ｒ
Ｆ倍信号高域劣化がない場合を考えると、高域補正フィ
ルタ（１２）及びリミッタ（１８）出力は第１５図（Ｂ
）（Ｃ）の如くなる。この第１５図（Ｃ）において、高
域のみに存在していた２倍波成分はキャリアを中心にし
て上下対称に平均されて出力される。このリミッタ出力
をＦＭ検波すると、第１５図（Ｄ）の如く高域にのみ存
在していたビートは軽減される。また、リミッタ出力の
上・下側サイドバンド成分（Ｌ＞（Ｈ）は、高域減衰補
正後のＲＦ倍信号上・下側サイドバンド成分の平均のレ
ベルであるため、第１５図（Ａ）のＲＦ倍信号比べ高域
減衰を施した分だけ若干レベルは低下しているが、キャ
リア（Ｃ）も同様に高域減衰補正の影響を受けてレベル
低下するのでリミッタ出力と減衰補正前のＲＦ小出力キ
ャリアと、上・下側サイドバンドのレベル比は変化せず
、正常な値を維持し、デイエンファシス回路（２２）に
おける補正は不要となる。

そこで、このＲＦ小出力高域劣化が生じにくい状況、即
ちＣＡ　Ｖディスクの外周側の再生時には制御信号（Ｓ
Ｃ）の電圧値が低くなるので、レベルシフト回路（２３
）出力の電圧値は高くなり可変容量ダイオード（Ｄｌ）
の静電容量は小さくなり、コンデンサ（Ｃ１）と可変容
量ダイオード（Ｄｌ）の静電容量の和と抵抗（Ｒ１）（
Ｒ２）Ｉこよるデイエンファシス回路（２２）のＬＰＦ
としての高域減衰量は、可変容量ダイオード（ＤＩ）の
静電容量の減少分だけ小さくなり、デイエンファシス回
路（２２）による補正は小さく抑えられ、デイエンファ
シス回路（２２）出力は第１５図（Ｄ）のＦＭ検波出力
と路間−の出力となる。

尚、本実施例において、高域補正フィルタ（１２）の特
性が、帯域内で直線的（真数比）傾いていれば、ＤＧ、
ＤＰの劣化は起こらない。

（ト）発明の効果上述の如く本発明によれば、再生ＲＦ信号の高域劣化を
防ぎつつ、高域でのＳＮ劣化及びビート増強を抑えるこ
とが可能となり、映像信号の周波数帯域を広げて記録が
為された高細度化ディスクの再生にも十分に対応可能と
なる。

【図面の簡単な説明】

第１図、第９図乃至第１５図は本発明の一実施例に係り
、第１図は全体の回路ブロック図、第９図及び第１４図
は要部回路図、第１０図及び第１１図は高域補正フィル
ターの動作を説明するための図、第１２図（Ａ）（Ｂ）
は高域補正フィルターの特性図、第１３図は高域劣化が
生じている時の各点での信号の周波数スペクトラム、第
１５図は高域劣化が生じていない時の周波数スペクトラ
ムである。また、第２図は現行のビデオディスクレコードの記録信
号の周波数スペクトラム、第３図は高細度ビデオディス
クレコードの記録信号の周波数スペクトラム、第４図は
従来の再生信号の周波数特性を示す図、第５図は従来の
再生系の回路ブロック図、第６図は従来のビデオディス
クレコード再生時の２倍波、３倍波の発生状況を説明す
る図、第７図は高域増幅補正を行なわない時の周波数ス
ペクトラム、第８図は従来の高域増幅補正を行なった時
の周波数スペクトラムである。（１２）・・・高域補正フィルタ、（１８）・・・リミ
ッタ、（２０）・・・ＦＭ検波回路。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）周波数分布を予め規定して信号がＦＭ変調記録さ
れた記録媒体の再生装置において、再生ＦＭ信号の高域
周波数成分を低下させる補正フィルタと、該フィルタ出力を入力とするリミッタと、該リミッタ出力をＦＭ検波するＦＭ復調回路とを備える
ことを特徴とする高域ノイズ軽減回路。