KR0168448B1

KR0168448B1 - 고역 잡음 경감 장치 및 이의 경감 방법

Info

Publication number: KR0168448B1
Application number: KR1019900000565A
Authority: KR
Inventors: 도오루 사사끼; 노부까즈 호소야
Original assignee: 이우에 사또시; 상요 덴기 가부시끼가이샤
Priority date: 1989-01-19
Filing date: 1990-01-18
Publication date: 1999-03-20
Also published as: EP0379210B1; KR900012252A; DE69027129D1; US5428455A; JPH02192074A; EP0379210A3; EP0379210A2; DE69027129T2

Abstract

내용 없음.

Description

고역 잡음 경감 장치 및 이의 경감 방법

제1도는 현행 비디오 디스크 레코드의 기록 신호와 주파수 스펙트럼을 도시한 도면.

제2a도는 현행 비디오 디스크 레코드의 기록 신호의 주파수 분포를 설명하기 위한 도면.

제2b도, 제2c도 및 제2d도는 고세도 비디오 디스크 레코드의 기록 신호의 주파수 분포를 설명하기 위한 도면.

제3도는 종래의 CAV 디스크의 재생 신호의 주파수 특성을 도시한 도면.

제4도는 종래의 비디오 디스크 재생 시스템의 구성을 도시한 블록도.

제5도는 종래의 비디오 디스크 레코드의 재생시에 발생하는 2배파 및 3배파를 설명하기 위한 도면.

제6a도, 제6b도, 제6c도 및 제6d도는 구역 증폭 보정이 행해지지 않을 때의 RF 신호의 주파수 스펙트럼을 도시한 도면.

제7a도, 제7b도, 제7c도 및 제7d도는 구역 증폭 보정이 행해질 때의 RF 신호의 주파수 스펙트럼을 도시한 도면.

제8도는 본 발명의 한 실시예에 의한 재생 회로의 전체 구성을 도시한 블록도.

제9도는 제8도의 실시예에서의 빔 스포트와 비트와의 관계를 도시한 도면.

제10a도, 제10b도, 제10c도, 제10d도 및 제10e도는 디엠퍼시스 회로에 의해 고역의 상승이 억제되는 경우, 제8도의 재생 회로의 각 부분에서 얻을 수 있는 RF 신호의 주파수 스펙트럼을 도시한 도면.

제11a도, 제11b도, 제11c도 및 제11d도는 디엠퍼시스 회로에 의해 고역 성분의 상승을 억제할 수 없는 경우, 제8도의 재생 회로의 각 부분에서 얻어지는 RF 신호의 주파수 스펙트럼을 도시한 도면.

제12도는 고역 보정 필터의 구체적인 회로도.

제13a도 및 제13b도는 고주파수 신호를 부여한 경우의 고역 보정 필터의 동작을 설명하기 위한 도면.

제14a도 및 제14b도는 저주파수 신호를 부여한 경우의 고역 보정 필터의 동작을 설명하기 위한 도면.

제15a도는 고역 보정 필터의 주파수 특성 및 군지연 특성을 도시한 도면.

제15b도는 고역 보정 필터의 진폭 특성을 도시한 도면으로 종축은 진수비를 나타냄.

제16도는 리미터 및 듀티 보정 회로의 구체적인 회로도.

제17도는 주 디엠퍼시스 회로의 구체적인 회로도.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

3 : 4분할 센서 4, 5, 7 : 가산기

6 : 고정 지연 회로 8 : 가변 지연 회로

9 : 90°이상기 10 : 위상 검파기

11, 32 : 프리 엠프 12 : 고역 보정 필터

15 : 협대역 통과 필터 16 : 광대역 통과 필터

18, 34 : 리미터 19 : 듀티 보정 회로

20 : FM 검파 회로 21 : 저역 통과 필터

22 : 디엠퍼시스 회로 23 : 레벨 쉬프트

31 : 픽업 33 : 고역 증폭 보정 회로

35 : FM 복조 회로

본 출원은 1989년 3월 10일자 출원된, 본 발명의 양수인이 소유함과 동시에 계류중인 출원번호 제321,821호에 관련되어 있다.

본 발명은 고역 잡음 경감 장치 및 고역 잡음 경감 방법에 관한 것으로, 특히 광학식 비디오 디스크 플레이어에 사용되고, 픽업 및 전송 왜곡에 의해 발생되는 주파수 분포를 보정하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.

NTSC컬러 영상 신호가 광학적으로 기록된 비디오 디스크 레코더를 광학적으로 재생하기 위한 현행 광학식 비디오 디스크 플레이어는, 예를 들면 1986년 11월 1일부로 주식회사 아스끼사가 발행한 레이저 디스크 테크니컬북에 상세히 개시되어 있다.

지금부터, 첨부 도면을 참조하여 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하겠다.

제1도 및 제2a도의 주파수 스펙트럼도로 도시된 바와 같이, 광학적 비디오 디스크 레코드에는 싱크칩이 7.6MHz, 페데스탈 레벨이 8.3MHz, 화이트 피크가 9.3MHz가 되도록 NTSC 컬러 영상 신호를 FM 변조함으로써, FM 편이역, 상측파대 및 하측파대가 4MHz-13.5MHz의 범위에 변조 영상 신호로 기록되게 된다. 또한, 이 비디오 디스크 레코드에는 2.3MHz의 캐리어 및 2.8MHz의 캐리어가 반드시 2채널의 음성신호에 의해 FM변조된다. 그리고, 그 FM 음성 신호의 저역측에는, 콤펙트 디스크 레코드와 동일한 형태를 가진 디지털 음성 신호가 주파수 다중 방식으로 기록되어 있다.

그런데, 최근에 이르러 영상의 고세도화가 더욱 요구되고 있는데, 디스크의 회전 속도를 현행대로, 즉 중심 주파수를 현행대로 유지하면서, 고세도화에 대처하기 위해서는 영상 신호의 주파수 대역을 확대할 필요가 있다. 영상신호의 대역을 확대하기 위한 방식으로는 제2b도-제2d에 도시된 3가지 방식이 고려될 수 있다.

제2b도에는 FM 음성신호를 삭제하여 저역 및 고역을 함께 확대하는 방식(제1방식)이 도시되어 있다. 제2c도에는 FM 음성 신호를 현행대로 유지하면서 고역만을 확대하고, 또한 고역의 에너지를 2배로 하는 방식(제2방식)이 도시되어 있다. 제2d도에는 FM 음성 신호를 삭제하여 저역만을 확대하고, 또한 저역 에너지를 2배로하는 방식(제3방식)이 도시되어 있다. 제2 및 제3방식에서는 고역 또는 저역만의 에너지를 2배로 할 필요가 있으므로, 디스크에 기록시에 RF단계에서의 영상신호의 처리가 제1방식에 의한 처리보다 복잡해진다. 그러므로, 제2c도 및 제2d도에 도시된 주파수 특성을 만족시키는 필터를 실현하기는 기술적으로 불가능하다. 결국, 통상적으로 제1방식을 채용함으로써, 고세도화를 실현하는 것이 가장 정합하다.

그런데, 통상의 픽업을 사용하여 광학적 신호의 재생을 하는 경우에, 레이저광의 스포트가 디스크의 피트폭 보다 크므로, 신호를 검출하는 분해 능력이 저하되고, 이로써 제3도에 도시된 바와 같이 재생된 RF 신호의 고역 성분이 열화된다. 이러한 경향은 각속도가 일정한 CAV(Constant Angular Velocity)디스크에서는 디스크의 내주에 가까울수록 또한 주파수가 높을수록 현저하다. CAV 디스크에서는 선속도가 내주에서 외주까지 10.75m/s에서 32m/s까지 변화하고 있다. 이 때문에, 동일한 길이의 피트에 의한 신호에 관해서도 외주에서 단위 시간에 검출되는 신호의 길이는 내주에서의 길이보다 길다. 최외주에서 단위시간에 검출되는 신호의 길이는 최내주에서의 길이의 3배로 되어 있다. 따라서, CAV 디스크의 내주측일수록 재생 RF 신호의 고역 성분의 열화가 현저하다.

그리고, 선속도가 일정한 CLV(Constant Linear Velocity)디스크에서는, 전주(全周)에 걸쳐 CAV 디스크의 내주에서의 고역의 열화가 동일한 고역의 열화가 발생한다.

상술한 바와 같이, 픽업에서 얻어지는 RF 신호에서는 고역에서의 주파수 특성의 열화가 현저하므로, 종래에는 상기 레이저 디스크 테크니컬 북의 제77페이지-제79페이지에 개시되어 있는 방법이 사용되었다. 이 방법은 제4도에 도시된다. 제4도를 참조하면, 픽업(31)에 의해 검출된 RF 신호는 프리앰프(32)에서 증폭된다. 고역에서의 주파수 특성의 열화를 보정하기 위해 프리앰프(32)와 리미터(34) 사이에 고역 증폭 보정 회로(33)이 삽입된다. 고역 증폭 보정 회로(33)은 RF 신호의 고역 성분을 상승시키는 고역 증폭 보정을 행한다. 리미터(34)의 출력 신호는 FM 복조회로(35)에서 컬러 영상 신호로 복조된다.

그러나, 상기의 고역 증폭 보정에는 다음에 제시하는 문제가 있다. 상술한 바와 같이, 종래의 광학식 비디오 디스크의 기록 신호의 주파수 분포가 제2a도에 도시되어 있다. 기록시에 FM 변조 신호는 리미터를 통과하므로, 재생 RF 신호에는 제5도에 도시된 2배파 및 3배파가 포함된다. 또한, 픽업으로부터의 전송계 및 회로계의 왜곡에 의해서도 2배파가 발생한다. 이러한 2배파는 제5도에 도시된 바와 같이 기본파의 대역내의 고역 부분에 중첩될 가능성이 있다. 특히, 상기의 제2b도에 도시된 기록 신호의 주파수 분포에서 영상 신호의 대역이 저역측 및 고역측으로 확대된 고세도 비디오 디스크 레코드에 관해서는, 신호파의 확대는 종래의 신호파의 확대에 제5도의 사선 부분이 부가된 확대 상태가 된다. 그 결과, 기본파와 2배파와의 중첩이 현저해진다. 이러한 신호가 재생시에 그대로 검파, 즉 FM 복조되면, 이러한 중첩이 비트 또는 잡음으로 화면에 나타난다.

또한, CAV 디스크의 내주 또는 CLV 디스크의 전주에서는 신호 검출의 분해 능력이 낮으므로, 재생시에 근본적으로 고역성분이 나타나기 어렵다. 이 고역 성분이 상승하도록 보정이 이루어지면, S/N이 열화하여 오히려 화질이 떨어진다.

다음에, CAV 디스크의 내주 또는 CLV 디스크의 전주에서 고역 성분이 열화되는 신호에 관해, 제6a도 내지 제6d도 및 제7a도 내지 제7d도를 사용하여 상세하게 설명한다.

제6a도 내지 제6d도에는 고역 증폭이 보정되지 않은 경우의 RF 신호의 주파수 스펙트럼이 도시되어 있다. 제6a도에 도시된 바와 같은 RF 신호는 캐리어(C)를 포함하여 고역이 열화된다. 이러한 RF 신호가 리미터를 통과하면, 제6c도에 도시된 상측파대 성분(H) 및 하측파대 성분(L)은 서로 평균화되어 출력된다. 측파대에 대한 캐리어의 비율은 거의 변하지 않지만, 고역에만 존재하던 2배파(W) 및 2배파와 기본파와의 중첩에 의한 비트(Y)도 평균화된다. 이 때문에, 리미터의 출력 신호가 FM 복조되면, 제6d도에 도시된 바와 같이 고역에 비트 및 잡음이 발생한다.

제7a도 내지 제7d도에는 고역 증폭이 보정되는 경우의 RF 신호의 주파수 스펙트럼이 도시되어 있다. 제6a도와 마찬가지로 제7a도에 도시된 RF 신호는 고역 증폭 보정 회로(33)에 의해 고역 성분이 상승되도록 보정된다. 이로써, 고역에만 존재하던 비트(Y)도 증폭된다. 그 다음, RF 신호는 리미터(34)을 통과하므로, 제7c도에 도시된 잡음 및 비트도 함께 증폭된다. 이러한 RF 신호가 FM 복조되면 제7d도에 도시된 바와 같은 고역에서의 S/N의 열화 및 비트의 증폭이라는 결과가 발생한다.

그리고, 제6a도 내지 제6d도 및 제7a도 내지 제7d도에서 0은 음성 비트를 나타낸다. 또한, 제6b도는 제6a도와 완전히 동일하다.

상술한 바와 같이, 단순히 재생 RF신호의 고역 성분이 상승되면, 고역 성분의 열화를 방지할 수 있으나, 반대로, 고역에서의 S/N의 열화 및 비트의 증강이 발생함으로써, 화면이 보기흉하게 된다.

본 발명의 목적은 재생된 FM 신호의 고역 잡음을 경감할 수 있는 고역 잡음 경감 장치를 제공하기 위한 것이다.

본 발명의 다른 목적은 재생된 FM 신호의 고역 잡음을 경감할 수 있는 방법을 제공하기 위한 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 광학식 비디오 디스크 플레이어로부터의 재생 RF 신호의 고역 성분의 열화를 방지함과 동시에, 고역에서의 S/N의 열화 및 비트의 증강을 방지할 수 있는 장치 및 방법을 제공하기 위한 것이다.

본 발명에 따른 고역 잡음 경감 방지는 재생된 FM 신호의 고역 주파수 성분을 저하시키는 고역 보정 장치, 및 그 고역 보정 장치의 출력 신호의 진폭을 제한하는 리미터를 갖추고 있다.

그 고역 잡음 경감 장치에 의하면, RF 시호가 리미터에 입력되기 전에, 그 RF 신호의 고역 성분이 저하되어 잡음 및 비트 성분이 저하된다. 이로써, 잡음 및 비트의 영향이 적은 S/N이 양호한 신호를 얻을 수 있게 된다.

본 발명의 다른 국면에 의하면, 고역 잡음 경감 장치는 듀티 보정 장치도 갖추고 있다. 듀티 보정 장치는 리미터의 출력 신호에 직류 성분이 포함되지 않도록 리미터의 출력 신호의 듀티를 보정한다. 이로써, 리미터의 출력 신호에 2배파의 발생이 방지된다.

본 발명의 또 다른 국면에 의하면, 고역 잡음 경감장치는 리미터의 출력 신호를 FM 검파하는 FM 검파기, FM 검파기의 출력 신호 중 소정의 저역 성분을 통과시키는 저역 통과 필터 및 저역 통과 필터의 출력 신호의 고역 성분을 감쇠시키는 디엠퍼시스 장치도 갖추고 있다.

이로써, 측파대에 대한 캐리어 비의 이상(異常)에 따른 고역 성분의 상승을 억제할 수 있게 된다.

본 발명의 또 다른 국면에 의하면, 고역 잡음 경감 장치는 고역 보정 장치와 리미터 사이에 병렬로 접속되는 제1 및 제2대역 통과 필터, 및 스위치도 갖추고 있다. 제1대역 통과 필터는 제1 통과 대역을 갖고 있고, 제2대역 통과 필터는 제1통과 대역보다 넓은 제2통과 대역을 갖고 있다. 스위치는 제1 및 제2대역 통과 필터중 한 쪽을 선택하고, 그 선택된 대역 통과 필터에 고역 보정 장치의 출력 신호를 부여하고, 그 선택된 대역 통과 필터의 출력 신호를 리미터에 부여한다.

이로써, 현행 광학식 비디오 디스크 레코드로부터의 RF 신호 및 고세도화 비디오 디스크 레코드로부터의 RF 신호를 모두 재생할 수 있게 된다.

제8도는 본 발명의 한 실시예에 따른 재생 회로의 전체 구성을 도시한 블록도이다. 제8도에서, 픽업을 구성하는 4분할 센서(3)은 디스크상의 트랙의 접선 방향, 즉 피트의 진행방향(화살 표시 Q)에 관해 선행측의 포토 다이오드(B1 및 B2), 및 후행측의 다이오드(B3 및 B4)로 구성된다.

선행측 포토 다이오드(B1 및 B2)로 광전 변환된 출력 신호는 가산기(4)에 입력되어 서로 가산된다. 후행측 포토 다이오드(B3 및 B4)로 광전 변환된 출력 신호는 가산기(5)에 입력되어 서로 가산된다.

가산기(5)의 출력 신호는 고정 지연 회로(6)에 의해 선정된 고정 지연 시간(t1) 만큼 지연된 후, 가산기(7)에 입력된다. 가산기(4)의 출력신호는 가변 지연 회로(8)에 의해 지연 시간(T)만큼 지연된 후에 가산기(7)에 입력된다. 그들 출력 신호는 가산기(7)에 의해 서로 가산되어 재생 RF 신호로서 출력된다.

또, 가변 지연 회로(8)에 의해 지연된 출력 신호는 90°이상기(9)(pbase shifter)에 의해 90°로 이상된다. 90°이상기(9)는 동일한 주파수인 2개의 신호 위상을 비교하는데 통상적으로 사용된다. 90°이상기(9)의 출력 시호의 위상은 위상 검파기(10)에 의해 고정 지연 회로(6)의 출력 신호의 위상과 비교된다. 위상 검파기(10)의 출력 신호는 그들 출력 신호의 위상차에 대응하는 제어 신호(SC)로서 가변 지연 회로(8)로 부귀환(feedback)된다.

가변 지연 회로(8)의 지연 시간(T)는 제어 신호(SC)에 응답하여 변화하고, 위상차가 0, 즉 양쪽 지연 회로(6 및 8)의 출력 신호가 완전히 동일한 위상을 항상 갖도록 지연 시간(T)의 제어가 행해진다.

이로써, 전기적인 신호 처리면에서 보면, 빔 스포트와 비트의 위치 관계는 제9도에 도시된 바와 같이 된다. 제9도에서, P는 피트를 나타낸다. 선행측 포토 다이오드(B1 및 B2)에 의해 전기적으로 검출되는 빔 스포트 부분이 후행측 포토 다이오드(B3 및 B4)에 의해 전기적으로 검출되는 빔 스포트 부분과 겹쳐지고, 등가적으로 빔 스포트 지름이 1/2이 된다. 그 결과, 신호 검출의 분해 능력이 향상되고, 검출된 RF 신호의 주파수 특성이 향상된다.

그리고, 고정 지연 회로(6)은 가변 지연 회로(8)의 최소 지연량에 따른 제어 범위의 어긋남을 수정하기 위해 부가된다. 그러나, 이 고정 지연 회로(6)을 생략하고, 가변 지연 회로(8)의 출력 신호 및 가산기(5)의 출력 신호가 완전히 동일한 위상을 갖도록 가변 지연 회로(8)의 지연 시간(T)를 제어할 수도 있다.

가산기(7)에서 출력되는 재생 RF 신호는 프리앰프(11)을 통해서 고역 보정 필터(12)에 공급된다. 제10a도에 도시된 주파수 분포를 가진 재생 RF 신호는 고역 보정 필터(12)를 통과함으로써, 제10b도 같이 그 고역 성분이 감쇠되도록 보정된다.

그리고, 제10a도는 제6a도 및 제7a도와 마찬가지로, 재생 RF 신호의 고역 성분이 열화하여 상측파대 성분(H)가 하측파대 성분(L)보다 작은 주파수 분포를 보여주고 있다.

고역 보정 필터(12)에 의해 고역 성분이 감쇠된 재생 RF 신호는 스위치(14)를 통해서 협대역 통과 필터(BPF)(15) 또는 광대역 통과 필터(BPF)(16)을 통과하고, 다시 스위치(17)을 통해 후단 리미터(18)에 입력된다.

협대역 BPF(15)는 제2a도의 주파수 스펙트럼을 갖고 있는 현행 광학식 비디오 디스크 레코드(이하, LD라 함)로 부터의 RF 신호를 발취하는데 사용된다. 한편, 광대역 BPF(16)은 제2b도의 주파수 스펙트럼을 갖는 고세도화 비디오 디스크 레코드(이하, EDLD라 함)로 부터의 재생 RF 신호를 발취하는데 사용된다. 스위치(14 및 17)은 시스템 제어 회로(24)에서 공급되는 EDLD, LD변화 신호(SL)에 동기하여 변환된다. 재생되어야 할 디스크 레코드가 LD라면, 재생 RF 신호가 협대역 BPF(15)에 입력되고, 그 협대역 BPF(15)의 출력 신호가 리미터(18)에 공급되도록 스위치(14 및 17)이 변환된다. 한편, 재생되어야 할 디스크 레코드가 EDLD라면, 재생 RF신호가 광대역 BPF(16)에 입력되고, 광대역 BPF(16)의 출력신호가 리미터(18)에 공급되도록 스위치(14 및 17)이 변환된다.

스위치(17)에서 부여되는 재생 RF 신호는 제10b도에 도시된 바와 같이, 고역이 감쇠되도록 보정된다. 제10b도의 재생 RF 신호가 리미터(18)를 통과하면, 제10c도에 도시된 바와 같이, 고역에만 존재하던 2배파(W) 및 비트(Y)는 캐리어(C)를 중심으로 상하 대칭이 되도록 평균화되어 저감화된다. 동시에, 필요한 상측파대 성분(H)와 하측파대 성분(L)들이 서로 평균화되어 그들 성분이 출력된다.

리미터(18)의 출력 신호는 듀티 보정 회로(19) 및 FM 검파 회로(20)에 입력된다. 리미터(18)에서는 서로 반대되는 극성의 신호가 출력된다. 리미터(18) 자체의 듀티가 어긋나면, 리미터(18)의 출력 신호에 2배파가 발생하고, 이로써, 재생 RF 신호의 고역 잡음을 경감하는 효과가 희박해진다. 리미터(18)의 듀티가 어긋나면, 리미터(18)의 출력 신호에 직류 성분이 중첩된다. 그래서, 듀티 보정 회로(19)는 리미터(18)에서 출력되는 양극성의 신호에 포함되는 직류분의 크기를 서로 비교하고, 그들 직류분의 전위차가 없어지도록 리미터(18)에 입력되는 직류 전위를 제어한다. 그 결과, 리미터(18)의 출력 신호의 듀티가 어긋나지 않게 되고, 2배파의 발생이 억제된다.

리미터(18)의 출력 신호는 FM 검파 회로(20)에 의해 FM 검파되고, 다시 저역 통과 필터(LPF)(21)을 통과함으로써 베이스 대역 영상 신호로 FM 복조되어 출력된다. 그리고, LPF(21)의 컷 오프 주파수는 베이스 대역의 영상 신호만을 허용하도록 설정되어 있다. 따라서, 제10c도에 도시된 주파수 분포를 갖는 리미터(18)의 출력 신호는 제10d도의 베이스 대역의 영상 신호가 된다.

그런데, 제10a도에 도시된 재생 RF 신호에는 고역 열화의 영향을 받아 캐리어 성분도 다소 열화되게 된다. 한편, 하측파대 성분(L)은 거의 열화되지 않으므로, 제10c도에 도시된 바와 같이, 리미터(18)의 출력 신호의 캐리어(C)의 레벨과 상 및 하측파대 성분(H 및 L)의 각각의 레벨과의 비는 정상비와는 다르다. 그 결과, 제10d도에 도시된 바와 같이, FM 검파된 출력 신호의 고역 성분이 상승된다. 즉, 제10c도에서, 캐리어 성분이 상술한 바와 같이 고역 열화의 영향을 약간 받아 어느 정도 축소되고, 캐리어의 레벨에 대한 측파대의 레벨이 너무 커지게 된다.

그래서, 다음 단의 디엠퍼시스 회로(22)에 의해 이러한 캐리어/측파대비의 이상에 따른 고역의 상승을 억제할 필요가 있게 된다.

레벨 쉬프트 회로(23)은 위상 검파 회로(10)에서 출력되는 제어 신호(SC)에 응답하여 디엠퍼시스 회로(22)의 제어에 적합한 전압값의 출력 신호를 발생한다. 이 출력 신호의 전압값은 제어 신호(SC)의 전압값이 낮을수록 높아진다. 즉, 그 출력 신호의 전압값은 가변 지연 회로(8)의 지연 시간(T)가 작을수록 높아지고, 반대로 지연시간(T)가 클수록 낮아진다. 예를 들면, CAV 디스크에서는, 디스크의 지름 방향의 위치에 따라 선속도가 변화하므로, 선행하는 포토 다이오드(B1 및 B2)의 출력 신호를 기준으로 하는 후행하는 포토 다이오드(B3 및 B4)의 출력 신호의 지연량, 즉 그들 출력 신호의 위상차가 디스크의 지름 방향의 위치에 따라 변화한다. 이로써, CAV 디스크의 내주측에서는 외주측보다 지연회로(6 및 8)에서 출력되는 신호의 위상차가 커지며 제어신호(SC)의 전압값은 이에 따라 커진다.

그 결과, RF 단에서 고역의 열화가 현저한 내주에서는 디엠퍼시스 회로(22)에 의한 고역의 감쇠가 외주의 것에 비해 커진다. 따라서, 제10d도에 도시된 바와 같이, 고역 보정 필터(12)에 의해 고역 성분이 상승된 FM 복조된 출력 신호는 디엠퍼시스 회로(22)를 통과함으로써, 제10e도에 도시된 바와 같이, 고역 보정에 의해 상승된 분량만큼 그 출력 신호의 고역이 감쇠된다. 이에 수반하여, 2배파(W) 및 비트(Y)는 더욱 떨어져 잡음 및 비트의 영향이 더욱 억제된다.

한편, CAV 디스크의 외주측에서와 같이, 재생 RF 신호의 고역의 열화가 적을 경우를 고려한다. 예를 들면, 제11a도의 재생 RF 신호의 고역의 열화가 없는 경우를 고려하면, 고역 보정 필터(12) 및 리미터(18)의 출력 신호는 제11b도 및 제11c도에 도시된 바와 같다. 제11c도에서, 고역에서만 존재하던 2배파(W)의 성분은 캐리어(C)를 중심으로 상하 대칭이 되도록 평균화되어 출력된다.

리미터(18)의 출력 신호가 FM 검파되면, 제11d도에 도시된 바와 같이, 고역에서만 존재하던 비트가 경감된다. 또한, 리미터(18)의 출력 신호의 상 및 하측파대 성분(L 및 H)의 레벨은 고역 보정 후의 재생 RF 신호의 상 및 하측파대 성분의 평균 레벨이므로, 리미터(18)의 출력 신호의 상 및 하측파대 성분(L 및 H)의 레벨은 제11a도의 재생 RF 신호의 상 및 하측파대 성분(L 및 H)의 레벨에 비해 고역 감쇠가 이루어진 분량만큼 저하되어 있다. 그러나, 캐리어(C)의 레벨도 마찬가지로, 고역보정의 영향을 받아 저하된다. 그러므로, 리미터(18)의 출력 신호에서의 캐리어(C)의 레벨과 상 및 하측파대의 각각의 레벨과의 비는 고역 보정전의 재생 RF 신호에서의 그것들의 레벨비에 비해 변하지 않은 것이다. 그 결과, 그 레벨비는 정상 값을 유지하며, 디엠퍼시스 회로(22)에서의 보정은 불필요하다.

그래서, 재생 RF 신호에 고역 열화가 발생하기 어려운 상황, 즉 CAV 디스크의 외주측의 재생시에는, 제어 신호 SC 전압값이 낮아지므로, 레벨 쉬프트 회로(23)의 출력 신호의 전압값은 높아진다. 그 결과, 디엠퍼시스 회로(22)에 의한 보정은 약간 억제되고, 디엠퍼시스 회로(22)의 출력 신호는 제10d도의 FM 검파된 출력 신호와 거의 동일하게 된다.

지금부터, 제12도를 참조하여 고역 보정 필터(12)의 구성에 대해 설명한다.

고역 보정 필터(12)는 트랜지스터(Tr₁및 Tr₂) 및 지연선(13)으로 구성된 지연 경로, 트랜지스터(Tr₂및 Tr₃)으로 구성된 스루(through)경로들을 포함한다. 재생 RF 신호는 트랜지스터(Tr₁)을 통해 지연선(13)에 부여되고, 지연선(13)에 의해 지연된 후 트랜지스터(Tr₄)의 에미터로 출력된다. 재생 RF 신호는 동시에 트랜지스터(Tr₂및 Tr₃)을 통해 그대로 출력되고, 트랜지스터(Tr₄)의 에미터로 출력된 신호와 가산된다. 즉, 스루 경로에 의해 그대로 얻어지는 재생 RF 신호에 지연 경로로 소정의 지연 시간(t2)만큼 지연된 재생 RF 신호가 가산된다. 그리고 콘덴서(C7)은 직류성분을 제거하도록 삽입되어 있다.

제13a도에 도시된 바와 같이, 재생 RF 신호가 고주파수를 갖고 있는 경우에는, 지연되지 않은 재생 RF 신호(점선으로 도시됨)와 소정의 지연시간(t2)만큼 지연된 재생 RF 신호(실선으로 도시됨)가 서로 가산된다면, 제13b도에 도시된 바와 같이 주파수 성분이 없어진다.

한편, 제14a도에 도시된 바와 같이, 재생 RF 신호가 저주파수를 갖고 있는 경우에는 지연되지 않은 재생 RF 신호와 지연된 재생 RF 신호의 가산으로 얻어진 출력 신호는 제14b도에 도시된 바와 같다. 이와 같이, 고역 보정 필터(12)는 설정된 지연선(13)의 지연시간(t2)에 따라 재생 RF 신호의 고역 성분만을 감쇠시키는 기능을 갖고 있다.

예를 들면, t2=32-35nsec로 설정되면, 제15a도 및 제15b도의 진폭 특성이 얻어진다. 이와 같이 고역 보정 필터(12)는 주파수가 약 16MHz 부근에서 재생 RF 신호의 진폭이 고역으로 됨에 따라 감쇠되는 필터로서 사용된다.

그리고, 제15a도에서의 L1은 세로축을 데시벨(dB)로 나타냈을 때의 진폭 특성을 나타내고, L2는 주파수에 의존하는 군지연 특성을 나타낸다. 또한, 제15b도에는 세로축을 재생 RF 신호의 진수비로 나타냈을 때의 재생 RF 신호의 진폭 특성이 도시되어 있다.

재생 RF 신호의 고역 성분만을 감쇠시키는 수단으로서 제12도에 도시된 바와 같은 복잡한 구성을 대체하여 간단히 LPF를 고역 보정 필터로서 사용할 수도 있다.

지금부터, 제16도를 참조하여 리미터(18) 및 듀티 보정 회로(19)의 구체적인 구성에 대해 설명한다.

리미터(18)은 차동 증폭기를 구성하는 트랜지스터(Tr₅및 Tr₆)을 포함한다. 트랜지스터(Tr₅및 Rr₆)의 베이스 전위가 서로 다르면, 리미터(18)의 출력신호 01 및 02의 듀티가 어긋난다. 그래서, 이들 출력 신호 01 및 02가 저항(R1) 및 캐패시터(C1)으로 이루어진 저역 통과 필터 및 저항(R2) 및 캐패시터(C2)로 이루어진 저역 통과 필터를 통과하여 직류분만을 취출한다. 이들 직류분이 트랜지스터(Tr₇및 Tr₈)에 의해 비교된다. 이에 의해, 직류분의 전위가 서로 같아지도록, 즉 출력신호 01 및 02의 듀티가 50%가 되도록 전류 IC를 입력부로 귀환시킴으로써 제어가 행해진다.

예를들면, 트랜지스터(Tr₅)의 베이스 전위가 트랜지스터(Tr₆)의 베이스 전위보다 클 때에는, 트랜지스터(Tr₈)의 베이스 전위가 트랜지스터(Tr₇)의 베이스 전위 보다 커진다.

그 결과, 트랜지스터(Tr₈)의 콜렉터 전류가 트랜지스터(Tr₇)의 콜렉터 전류보다 커진다. 그 결과, 트랜지스터(Tr₉-Tr₁₂)로 이루어진 커런트 미러 회로를 경유하여, 전류 IC가 트랜지스터(Tr₅)의 베이스 전위를 낮추도록 화살표시(L)방향으로 제어전류(I_C)가 흐른다.

이렇게 해서, 리미터(18)의 출력 신호의 듀티가 보정된다.

지금부터, 제17도를 참조하여 디엠퍼시스 회로(22)의 구체적인 구성에 대해 설명하겠다.

디엠퍼시스 회로(22)는 제17도에 도시된 바와 같이 가변 용량 다이오드(D1), 저항(R11 및 R12) 및 콘덴서(C11)로 구성된 일종의 LPF이다. 이 디엠퍼시스 회로(22)에는 콘덴서(C11)의 용량값 및 가변 용량 다이오드(D1)의 용량값의 합과 저항(R11 및 R12)의 저항값에 따라서 LPF로서의 특성, 및 고역 성분의 감쇠 특성이 미세하게 변한다.

가변 용량 다이오드(D1)의 캐소드측에는 레벨 쉬프트 회로(23)으로부터의 출력 전압이 부여된다. 이렇게 부여된 역방향 전압에 의해 가변 용량 다이오드(D1)의 정전용량이 변화한다. 그 결과, 디엠퍼시스 회로(22)에 의한 고역 보정량이 제어된다.

CAV 디스크의 내주측 또는 CLV 디스크의 전주의 재생시에는 지연회로(6 및 8)(제8도 참조)에서 출력된 신호의 위상차가 커지면, 제어 신호(SC)의 전압값은 커진다. 이로써, 레벨 쉬프트 회로(23)의 출력 신호의 전압값은 낮아진다. 그 결과, 가변 용량 다이오드(D1)의 역방향의 전압이 작아진고, 이 가변 용량 다이오드(D1)의 정전 용량은 반대로 커진다. 이로써, LPF로서 작용하는 디엠퍼시스 회로(22)에 의한 고역의 감쇠량은 가변 용량 다이오드(D1)의 정전용량의 증가분만큼 커진다. 그 결과, CAV 디스크의 내주측의 재생시 및 CLV 디스크의 전주의 재생시에는 디엠퍼시스 회로(22)에 의한 고역의 감쇠가 커진다.

한편, CAV 디스크의 외주측의 재생시에는 지연 회로(6 및 8)(제8도 참조)에서 출력되는 신호의 위상차가 작아지고, 제어신호(SC)의 전압값은 낮아진다. 이로써, 레벨 쉬프트 회로(23)의 출력 신호의 전압값은 높아진다. 그 결과, 가변 용량 다이오드(D1)의 역방향 전압이 커지고, 가변 용량 다이오드(D1)의 정전 용량은 역으로 작아진다. 이에 따라 LPF로서 작용하는 디엠퍼시스 회로(22)에서의 고역의 감쇠량은 가변 용량 다이오드(D1)의 정전 용량의 감소분만큼 작아진다. 그 결과, CAV 디스크의 외주측의 재생시에는 디엠퍼시스 회로(22)에 의한 고역의 감쇠는 작게 억제된다.

그리고, 상기 실시예에서, 고역 보정 필터(12)의 특성이 대역내에서 직선적(진수비)으로 기울어져 있으면, DG(differential gain : 미분 이득) 및 DP(differential phase : 미분 위상)의 열화는 일어나지 않는다.

상술한 본 발명에 따르면, 재생 RF 신호의 고역의 열화를 방지하면서, 고역에서의 S/N의 열화 및 비트의 증강을 억제할 수 있게 된다. 따라서, 영상 신호의 주파수 대역이 확대되어 기록이 행해진 고세도화 디스크의 재생도 충분히 가능하다.

Claims

재생된 FM 신호의 고역 잡음을 경감하기 위한 고역 잡음 경감 장치에 있어서, 상기 재생된 FM 신호의 고역의 주파수 성분을 저하시키는 고역 보정 수단(12), 상기 고역 보정 수단(12)의 출력 신호의 진폭을 제한하는 리미터 수단(18) 및, 상기 리미터 수단(18)의 출력 신호에 직류 성분이 포함되지 않도록, 상기 리미터 수단으로부터 출력되는 양극성의 신호에 포함되는 직류분의 크기를 서로 비교한 결과에 기초하여, 상기 리미터 수단(18)으로 입력되는 직류 전위를 제어하여 상기 리미터 수단(18)의 출력 신호와 듀티를 보정하는 듀티 보정 수단(19)를 포함하는 것을 특징으로 하는 고역 잡음 경감 장치.
재생된 FM 신호의 고역 잡음을 경감하기 위한 고역 잡음 경감 장치에 있어서, 상기 재생된 FM 신호의 고역의 주파수 성분을 저하시키는 고역 보정 수단(12), 상기 고역 보정 수단(12)의 출력 신호의 진폭을 제한하는 리미터 수단(18), 상기 고역 보정 수단(12)와 상기 리미터 수단(18) 사이에 병렬로 설치되는데, 상기 제1대역 통과 수단(15)가 제1통과 대역을 갖고 있으며, 상기 제2대역 통과 수단(16)이 상기 제1통과 대역보다 넓은 제2통과 대역을 갖고 있는 제1 및 제2대역 통과 수단(15 및 16) 및 상기 제1 및 제2대역 통과 수단(15 및 16) 중 한쪽을 선택하고, 그 선택된 대역 통과 수단에 상기 고역 보정 수단(12)의 출력 신호를 부여하고, 그 선택된 대역 통과 수단의 출력 신호를 상기 리미터 수단(18)에 부여하는 스위치 수단(14 및 17)을 포함하는 것을 특징으로 하는 고역 잡음 경감 장치.
재생된 FM 신호의 고역 잡음을 경감하기 위한 고역 잡음 경감 장치에 있어서, 상기 재생된 FM 신호의 고역의 주파수 성분을 저하시키는 고역 보정 수단(12), 상기 고역 보정 수단(12)의 출력신호의 진폭을 제한하는 리미터 수단(18), 트랙을 구성하는 피트(P)의 형태로 신호가 기록된 광학적 기록 매체로부터의 광을 전기 신호로 변환하되, 상기 트랙의 재생 방향에 관하여 선행하는 측에 설치되는 제1광전 변환 수단(B₁및 B₂)와 후행하는 측에 설치되는 제2광전 변환 수단(B₃및 B₄)들을 포함하는 변환 수단(3), 상기 제1광전 변환 수단(B₁및 B₂)의 출력 신호를 지연시키고, 자신의 지연 시간을 변화 시킬 수 있는 지연 수단(8) 및 상기 제2광전 변환 수단(B₃및 B₄)의 출력 신호와 상기 지연 수단(8)의 출력 신호의 시간차를 검출하고, 그 검출된 시간차에 대응하는 신호를 출력하며, 상기 지연수단(8)이 상기 시간차 검출 수단(10)에서 출력되는 상기 신호에 응답하여 상기 지연 시간을 변화시키는 시간차 검출 수단(10)을 포함하는 것을 특징으로 하는 고역 잡음 경감 장치.
제3항에 있어서, 상기 지연 수단(8)이 상기 시간차 검출 수단(10)에서 출력된 상기 신호에 응답하여 상기 지연수단(8)의 출력 신호와 상기 제2광전 변환수단(B₃및 B₄)의 출력 신호의 시간차가 0이 되도록 제어하는 것을 특징으로 하는 고역 잡음 장치.
제3항에 있어서, 상기 리미터 수단(18)의 출력 신호를 FM 검파하는 FM 검파 수단(20), 상기 FM 검파 수단(20)의 출력 신호의 저역 성분을 통과시키는 저역 통과 수단(21), 상기 저역 통과 수단(21)의 출력 신호의 고역 성분을 감쇠시키는 디엠퍼시스 수단(22) 및 상기 시간차 검출 수단(10)에서 출력되는 상기 신호에 응답하여 상기 디엠퍼시스 수단(22)에 의한 고역 성분의 감쇠량을 제어하는 제어수단(23)을 포함하는 것을 특징으로 하는 고역 잡음 경감 장치.
트랙을 구성하는 피트(P)의 형태로 신호가 기록된 광학적 기록 매체를 재생하기 위한 재생 장치에 있어서, 상기 광학적 기록 매체로부터의 광을 전기 신호로 변환하는데, 상기 변환 수단(3)은 상기 트랙의 재생 방향에 관하여 선행하는 측에 설치되는 제1광전 변환 수단(B₁및 B₂)와 후행하는 측에 설치되는 제2광전 변환 수단(B₃및 B₄)들을 포함하는 변환 수단(3), 상기 제1광전 변환 수단(B₁및 B₂)의 출력 신호를 지연시키는데, 상기 지연 수단(8)의 지연 시간을 변화시킬 수 있는 지연 수단(8), 상기 제2광전 변환 수단(B₃및 B₄)의 출력 신호와 상기 지연 수단(8)의 출력 신호의 시간차를 검출하고, 그 검출된 시간차에 대응하는 신호를 출력하는데, 상기 지연 수단(8)의 상기 지연 시간이 상기 시간차 검출 수단(10)의 상기 출력 신호에 응답하여 변화되는 시간차 검출 수단(10), 상기 지연수단(8)의 출력 신호와 상기 제2광전 변환 수단(B₃및 B₄)의 출력 신호들을 서로 가산하는 가산 수단(7), 상기 가산 수단(7)의 출력 신호의 고역의 주파수 성분을 저하시키는 고역 보정 수단(12), 상기 고역 보정 수단(12)의 출력 신호의 진폭을 제한하는 리미터 수단(18), 상기 리미터 수단(18)의 출력 신호를 FM 검파하는 FM 검파 수단(20), 상기 FM 검파 수단(20)의 출력 신호의 저역 성분을 통과시키는 저역 통과 수단(21), 상기 저역 통과 수단(21)의 출력 신호의 고역 성분을 감쇠시키는 디엠퍼시스 수단(22) 및 상기 시간차 검출 수단(10)의 상기 출력 신호에 응답하여, 상기 디엠퍼시스 수단(22)에 의한 고역 성분의 감쇠량을 제어하는 제어 수단(23)을 포함하는 것을 특징으로 하는 재생 장치.
제6항에 있어서, 상기 고역 보정 수단(12)와 상기 리미터 수단(18) 사이에 병렬로 설치되는데, 상기 제1대역 통과 수단(15)가 제1통과 대역을 갖고 있고, 상기 제2대역 통과 수단(16)이 상기 제1통과 대역보다 넓은 제2통과 대역을 갖고 있는 제1 및 제2대역 통과 수단(16) 및 상기 제1 및 제2대역 통과 수단(15 및 16)중 한 쪽을 선택하고, 그 선택된 대역 통과 수단에 상기 고역 보정 수단(12)의 출력 신호를 부여하고, 그 선택된 대역 통과 수단의 출력 신호를 상기 리미터 수단(18)에 부여하는 스위치 수단(14 및 17)을 포함하는 것을 특징으로 하는 재생 장치.
제7항에 있어서, 상기 리미터 수단(18)의 출력 신호에 직류 성분이 포함되지 않도록, 상기 리미터 수단으로부터 출력되는 양극성의 신호에 포함되는 적류분의 크기를 서로 비교한 결과에 기초하여, 상기 리미터 수단(18)으로 입력되는 직류 전위를 제어하여 상기 리미터 수단(18)의 출력 신호와 듀티를 보정하는 듀티 보정 수단(19)을 포함하는 것을 특징으로 하는 재생 장치.