JPH02232867A - 光学式ディスクプレーヤの高域補正回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （イ》　産業上の利用分野 本発明は、光学式ビデオディスクプレーヤに用いられ、
ピックアップ及び伝送歪によって生じる高域周波数劣化
をベースバンドもしくはＲＦ段にて補正する回路に関す
る。

（口）従来の技術 Ｎ　Ｔ　Ｓ　Ｃカラー映像信号を光学的に記録して成る
ビデオディスクレコードを光学再生する現行の光学式ビ
デオディスクプレーヤに付いては、例えば１９８６年１
１月１日付株式会社アスキーより発行された“レーザー
ディスクテクニカルブック”に詳しく開示されている。

この光学式ビデオディスクレコードは、第２図及び第３
図（Ａ）に示す周波数スペクトル図に示す様にＮ　Ｔ　
Ｓ　Ｃカラー映像信号をシンクチップが７　，　Ｇ　Ｍ
　Ｈ　ｚ　，ベデスタルレベルが８　．　３　Ｍ　Ｈ　
ｚ　，ホワイトピークが９　．　３　Ｍ　Ｈ　ｚとなる
様にＦＭ変調することにより４　Ｍ　Ｈ　ｚ〜１３．５
ＭＨｚの範囲に変調映像信号としてＦＭ偏移域と上側波
帯と下側波帯とを記録している。また、この光学式ビデ
オディスクレコードは、必ず２チャンネルの音声信号に
てそれぞれ２．３ＭＨｚのキャリアと２．８ＭＨｚのキ
ャリアをＦＭ変調している。更にこのＦＭ音声信号の低
域側には、コンパクトディスクレコードと同一フォーマ
ットのディジタル音声信号が周波数多重記録されている
。

また、近年映像に対する高細度化の要請が強まっている
が、ディスクの回転速度を現行のまま、即ち中心周波数
を現行のままで、この高細度化に対応するためには、映
像信号の周波数帯域を広げることが必要となる。この信
号帯域の拡大方式としては、第３図の（Ｂ）乃至（Ｄ）
の３つの方法が考えられる。

第３図ＣＢ）では、ＦＭ音声信号を削除し，低域及び高
域共に広げる方式（第１の方式）、（Ｃ）ではＦ　Ｍ音
声信号を現行のままにし、高域のみを広げてそのエネル
ギーを２倍とする方式（第２の方式）、（Ｄ）ではＦＭ
音声信号を削除し、低域のみを広げてそのエネルギーを
２倍とする方式（第３の方式）が夫々示されているが、
第２及び第３の方式については、ディスクへの記録時に
ＲＦ段階での処理が第１の方式に比べ複雑となり、図に
示す如き周波数特性を満足するフィルタを実現すること
が技術的に不可能であるため、通常第１の方式を採用し
て高細度化を実現することが最適と言える。

ところで，通常のビックアップを用いて光学的に信号再
生を行う場合に、レーザー光のスポットがディスノのピ
ット幅より大きいため、信号検出の分解能が落ち、第４
図に示す様に再生ＲＦ信号の高域成分が劣化する。この
傾向は例えば角速度一定のＣＡＶディスクではディスク
内周に近づくにつれて、また周波数が高くなるにつれて
顕著である。ここで、ＣＡＶディスクの内周側ほど劣化
が著しいのはＣＡＶディスクでは、線速度が内周から外
周で１０．７５ｍ／ｓ〜３２ｍ八と変化しており、この
ためにビットの長さが同一の信号でも外周の方が長く、
最外周では最内周の３倍の長さとなっていることによる
。尚、線速度一定のＣＬＶディスクでは，全周に亘って
ＣＡＶディスクの内周と同一の高域劣化が生じる． 上述の如く、ビックアップからのＲＦ信号では、高域で
の周波数特性の劣化が著しいため、従来は前記した“レ
ーザーディスクテクニカルブック”のＰ７７乃至Ｐ７９
、あるいは特開昭６１−８０６０３号（Ｇ１１Ｂ５／０
３５）に開示され、第５図に示される様にＲＦ信号の高
域成分を持ち上げる高域増幅補正を行う高域増幅補正回
路をリミッタの前段に挿入して対処している。即ち、Ｃ
ＡＶディスクの再生時に、ディスクの径方向の位置に応
じて第６図に示す様なＲＦ補正特性を有するＲＦ補償器
にて高域を持ち上げており、実際には、（ＡＶディスク
の内周及びＣＬＶディスクの全域に亘って高域を持ち上
げている。

（ハ）発明が解決しようとする課題 前記従来技術では、ＲＦ補償器のＲＦ補正特性は、再生
位置が大概ディスク内周か外周かをアドレスを用いて検
出し、この検出結果より予め複数種類用意された補償量
を第６図の■乃至■の様に段階的に切換えているに過ぎ
ず、刻々と変化する再生位置に対応してＲＦ補正特性を
微妙に変化させて最適な補正を行うことは困難である。

特に前述の如く高細度化を実現するビデオディスクレコ
ードの如く、高域側に信号記録帯域が広がり高域劣化の
影響が顕著に生じる場合には対応できなくなる。

（二）課題を解決するための手段 本発明は、記録トラックの再生方向に対して先行する先
行側光検出手段と後行する後行側光検出手段とから成る
多分割光検出手段と、先行側及び後行側光検出手段出力
の位相差あるいは周波数差を検出する時間差検出回路と
、多分割光検出手段により得られる再生ＦＭ信号をＦＭ
復調するＦＭ復調回路と、を備えた光学式ビデオディス
クプレーヤに、ＦＭ復調回路出力の高域成分のみを第１
補正量だけ増幅される高域補正回路、あるいは、再生Ｆ
Ｍ信号の高域周波数成分を第２補正量だけ増幅補正する
高域補正回路を配設し、時間差検出回路出力に応じて第
１または第２補正量を変化させることを特徴とする。

（ホ）作用 本発明は上述の如く構成したので、ディスク径方向に於
ける再生位置に応じてベースバンドあるいはＲＦ段での
高域劣化分に対する補正量を、刻々と微妙に変化させ得
るため、高精度な周波数特性の補正が可能となる。

（へ）実施例 以下、図面に従い本発明の一実施例について説明する。

第１図は本実施例の全体の回路ブロック図である。（３
）はピックアップを構成する４分割センサーであり、デ
ィスクのトラックの接線方向、即ちピットの進行方向（
矢印Ｑ）に対して先行する先行側７才トダイオード（Ｄ
Ｉ）（Ｄ２）と後行側７ォトダイオード（Ｄ３）（Ｄ４
）より成る。

先行側フ才トダイオード（ＤＩ）（Ｄ２）の光電変換出
力は加算器（４）に入力されて加算され、また後行側フ
ォトダイオード（Ｄ３）（Ｄ４）の光電変換出力は加算
器（５）にて加算される。

加算器（５）出力は、固定遅延回路（６）にて予め決定
された固定の遅延時間（ｔ１）だけ遅延された後に加算
器（７）に入力され、また加算器（４）出力は可変遅延
回路（８）を通って遅延時間（Ｔ）だけ遅延されて加算
器（７）に入力され、固定遅延回路（６）出力と加算さ
れて再生ＲＦ信号となる。

また、可変遅延回路（８）の遅延出力は、同一周波数の
２つの信号の位相を比較する際に通常用いられる９０°
移相５（９　）にて予め９０゜移相された後に、位相比
較！（１０）にて固定遅延回路（６）出力と位相比較さ
れ、この比較出力がＬ　Ｐ　Ｆ　（２００）を経て、両
者の比相差に対応した制御信号（ＳＣ）として可変遅延
回路（８）に負帰還される。ここで、Ｌ　Ｐ　Ｆ　（２
００）は位相比較器（１０）からの高周波信号の変化を
積分動作により緩やかにする働きを為し？いる。

第１４図は、加算器（５）出力と可変遅延回路（８）出
力との間に（ｔ．）の位相差がある場合のｗｔｌ図の各
回路出力信号波形を示しており、第１４図中の（ａ）乃
至（ｇ）は第１図の点ａ乃至点ｇでの信号波形を示す。

尚、この時、固定遅延回路（６）による遅延時間はゼロ
であるとする。

可変遅延回路（８）は、この制御信号（ＳＣ）に応じて
遅延時間（Ｔ）が連続的（アナログ的）に変化し、常に
位相差がゼロ、即ち両遅延回路（６）（８）出力が全く
同位相となる様に遅延時間（Ｔ）の制御が為される。尚
，固■定遅延回路（６）は、可変遅延回路（８）の最小
遅延量による制御範囲ズレを修正するために付加された
ものであり、これを省略して、可変遅延回路（８）出力
と加算器（５）出力が、全く同位相となる様に可変遅延
回路の遅延時間（Ｔ）を制御してもよい。

この様に可変遅延回路（８）の遅延時間（Ｔ）を制御し
て両遅延回路（６）（８）出力を全く同位相とすること
により、電気的な信号処理上の等価的ビ−ムスポット径
を従来の半分とでき、線速度の相違や７才一カスサーボ
エラーに起因する零点移動及び高域周波数成分の劣化を
従来に比べ軽減することが可能となる。

ここで、上述の零点移動及び高域周波数成分の劣化につ
いて更に詳述すると、通常の光学式ディスクプレーヤ用
のピックアップは、半導体レーザー、対物レンズ、光検
出器及び各種光学素子にて構成され、半導体レーザから
発せられたレーザービームは、対物レンズにてディスク
の記録トラック上に焦東照射され、ディスクのビット形
状に応じた反射光が再び対物レンズを経てピックアップ
内に入射され、光検出器に照射されて光電変換され再生
信号が得られる。

通常、この光検出器（３）は第１８図に示す様に記録ト
ラックの再生方向、即ちビットの進行方向に関して先行
するフ才一トダイオード（ＤＩ）（Ｄ２）と後行するフ
ォトダイオード（Ｄ３）（Ｄ４）の４分割センサーにて
構成され、これらのフォトダイオード（こ映る光の像を
充電変換することにより再生信号が得られる。即ち、先
行側のフォトダイオード（Ｄ１）（Ｄ２）の光電変換出
力を加算９５（５２）にて加算し、同時に後行側のフォ
トダイオード（Ｄ３）（Ｄ４）の光電変換出力を加算器
（５３）にて加算し、これらの両加算結果を更に加算器
（５４）にて加算して４個の７才一トダイオードの出力
を全て加算して再生信号を合成している。

前述のピックアップの絞り込んだビームスポット直径は
、通常、半導体レーザー光の波長（λ。

＝７８０１ｍ）と対物レンズの開口数（　Ｎ　Ａ　＝０
．５３）より次式の如く求まる。

ビーム径＝λＯ＋ＮＡ −　７８０（ｎｍ）４０．　５３ζ１．５１ここで、実
際にはビームスポット内の光量が中心部と周辺部とで第
１９図に示す様に異なるので、説明を簡略化するために
光量が３ｄＢダウンする０．５μｍのビームスポットの
半径、即ちビームスポット径（直径）が１．０μｍとし
てビーム内で光量が一定であると仮定すると，このビー
ムスポット径で第１８図の回路構成による再生が不能と
なる限界の周波数（ＦＭＡＩ）は、第２０図（Ａ　）（
Ｂ　）（Ｃ　）　（この第２０図において、（Ｂ１）（
Ｂ２）（Ｂ３）（Ｂ４）は７ォトダイオード（ＤＩ）（
Ｄ２）（Ｄ３）（Ｄ４）のビームスポット上における分
割領域を示している）に示す様に再生中にレーザービー
ム（５５）とビット（５６）とがとり得る様々な位置関
係より、ピット長（２）がビームスポット径（Ｌ）の半
分即ちビームスポットの半径と等価となった時を想定す
ることにより求められる．つまり、ビームスポットの直
径が記録されているパルス信号の１波長に相当する時の
周波数がＦＭＡＸになると考えられ、ＦＭＡｘ−（ディ
スクの線速度）／（ビームスポット径） の式が成立する。

従ってー、例えばＣＬＶディスクでは、線速度は常に１
０．７ｍ／ｓで一定であるので、Ｆ　Ｍｈｘ−　１０．
　７（ｍ／ｓ）÷１０（ｐｍ）　＝　１０．　７ＭＨｚ
と算出される。

またＣＡＶディスクでは、線速度はディスクの径方向の
位置に応じて１０．７ｍ／ｓ〜３２ｍ八に変化するため Ｆ　＆ＩＡＸ＝　（１０．　７ｍ／ｓ−３２ｍ／ｓ）÷
１．　０ｐｍ＝　１０．７−３２ＭＨｚ となる。

従って、ビームスポット径を１．０μｍ、線速度を１０
．７ｍ／ｓとした場合の周波数特性は、第２２図の実線
の如く、１０．７ＭＨｚに零点ができることになる。こ
の零点はディスクの線速度に応じて変動することになり
、言い換えると再生信号の高域周波数成分が線速度によ
り変調を受けることになる。

そこで、上述の如く先行側７ォトダイオード（ＤＩ）（
Ｄ２）出力と後行側フォトダイオード（Ｄ３）（Ｄ４）
出力とを常に同位相とし、電気的な信号処理上の等価的
ビームスポット径を従来の半分にすることにより、電気
的な信号処理の面から見たビームスポットとピット（５
６）との位置関係は、第２１図に示す様になる。つまり
、電気的にビームスポットの先行側フォトダイオードに
て検出される部分が後行側の部分に重なり、周波数特性
は第２２図の鎖線の如くなり、零点は１０．７ＭＨＺか
ら１０．７Ｘ２ＭＨｚに移動して、現行のレーザービジ
ョンの使用周波数帯域（Ｗ）から脱出させることが可能
となり、周波数特性の向上が図られることになる。

第２図の様な記録信号の周波数スベクトラムを有する現
行のレーザービジョンのビデオディスク（１，Ｖディス
ク）や、映像信号の帯域幅が４．２ＭＨｚ（ＮＴＳＣ方
式）から６ＭＨｚに拡大された、より高細度なカラー映
像信号（ＥＤＴｖ）を第２３図の様な周波数スベクトラ
ムにてＦＭ変調記録されたＥＤＴＶ用ＬＶデ４７．’；
’　（ＥＤＬＶ）の再生時に周波数特性劣化を抑えるの
に有効であることは言うまでもなく、更に現行４：３の
アスベクト比を５：３にして画像のワイド化を図るたメ
ニ、ＨＤＴＶの映像信号帯域幅６．０（ＭＨ２）を慕八
倍して７．５ＭＨｚの帯域を要する画像のワイドスクリ
ーン化を為したカラー映像信号（ワイド化されたＨＤＴ
Ｖ）を、第２４図に示す様な周波数スベクトラムにてＦ
Ｍ変調して記録したワイド化されたＥＤＬＶの映像ＦＭ
搬送波帯（Ｒ）も一点鎖線の特性により十分にカバーさ
れ再生可能となる。

次に、第１５図に、位相比較器（１０）及び可変遅延回
路（８）の具体的構成の一例を示す。この図において、
可変遅延回路（８）は、コイル（Ｌｌ）（Ｌ２）（Ｌ３
）（Ｌ４）（Ｌ５）、コンデンサ（Ｃ２０）　（Ｃ２１
　）及び可変容量ダイオード（ＶＣＩ）（ＶＣ２）（Ｖ
Ｃ３）を含む．コイル（Ｌｌ）乃至（Ｌ５）及びコンデ
ンサ（Ｃ２０）（Ｃ２１）並びに可変容量ダイオード（
ＶＣＩ）乃至（ＶＣ３）＋！、５段のＬＣ遅延線を構成
する。ＬＣ遅延線の遅延時間は、コイルのインダクタン
ス及びコンデンサの容量により決定される。可変容量ダ
イオード（ＶＣ！）乃至（ＶＣ３）はカソードに印加さ
れる電圧値により容量値が変化する． コンデンサ（Ｃ２２）は、位相比較器（１０）からの比
較出力に応じて、可変容量ダイオード（ＶＣＩ　）乃至
（ＶＣ３）のカソードへの印加電圧を調整する．より具
体的に説明すると、位相比較器（１０）の比較出力は、
電流信号であり，この電流値に応じてコンデンサ（Ｃ２
２）は充放電することにより、可変容量ダイオード（Ｖ
ＣＩ）乃至（ＶＣ３）のカソードへの印加電圧を制御す
ると共に、位相比較器（１０）の出力信号を平滑化し、
位相差に応じた直流電圧を可変容量ダイオード（ＶＣＩ
　）乃至（ＶＣ３）へ与える。可変容量ダイオード（Ｖ
ＣＩ）乃至（ＶＣ３）のカソードには、一定電圧（ｖ３
）が印加されるが、これは可変容量ダイオード（ＶＣＩ
）乃至（ＶＣ３）への印加電圧をバイアスするためであ
る。これにより可変容量ダイオード（ＶＣｌ）乃至（Ｖ
Ｃ３）の容量値を位相差に応じて増減させることができ
、可変遅延回路（８）の遅延時間を増減させることがで
きる。可変容量ダイオード（ＶＣ１）乃至（ＶＣ３）の
カソードへの印加電圧が一定電圧（Ｖｌ）の時に所定の
遅延時間Ｌ／２Ｖ（ｖ：ディスク内周の線速度、Ｌ：ビ
ームスポットの直径）となる。印加電圧が■３より大き
くなると、可変容量ダイオード（ＶＣＩ）乃至（ＶＣ３
）の容量値が小さくなり、遅延時間が所定値より短くな
る。印加電圧が■３より小さくなると遅延時間が所定値
よりも長　くなる。

加算器（４）出力は、入力段のＰＮＰ　｝ランジスタ（
丁３０）を介して遅延線へ印加される。Ｐ　Ｎ　Ｐ　ト
ランジスタ（Ｔ３０）はコレクタ接地のエミッタフ才ロ
ア構成であり、出力抵抗（Ｒ４１）を介して遅延線入力
段のコイル（Ｌ１）に信号を伝達する。遅延線の出力は
出力バッファのＰＮＰ　｝ランジスタ（Ｔ３１）を介し
て加算器（７）及び位相比較器（１０）へ伝達される，
ＰＮＰトランジスタ（Ｔ３１）は、エミッタフ才ロア，
コレクタ接地構成であり、そのエミッタは出力抵抗（Ｒ
４４　）及びコンデンサ（Ｃ２２）を介して加算器（７
）の入力段に結合される。抵抗（Ｒ４０　）及び（Ｒ４
３）はＰＮＰ　｝ランジスタ（Ｔ３０）（Ｔ３１）のエ
ミッタ電位をバイアスする。

位相比較器（５２）は、３対の差動的に動作する様に接
続されたＮＰＮ　｝ランジスタ（ＴＩ　）乃至（Ｔ６）
を含む。トランジスタ（Ｔ１）のコレクタはトランジス
タ（Ｔ３）のコレクタと接続され、トランジスタ（Ｔ２
）のコレクタはトランジスタ（Ｔ４）のコレクタと接続
される。またトランジスタ（Ｔｌ　”）と（Ｔ２）のエ
ミッタ同士が、更にトランジスタ（Ｔ３）と（Ｔ４）の
エミッタ同士が接続される。一方、トランジスタ（Ｔｌ
）（Ｔ２）のエミッタは、トランジスタ（Ｔ５）のコレ
クタに、トランジスタ（Ｔ３）（Ｔ４）のエミッタはト
ランジスタ（Ｔ６）のコレクタに接続される。

トランジスタ（Ｔ５）（Ｔ６）のエミッタは定電流回路
に接続される。この定電流回路はカレントミラー構成を
有し、ＮＰＮ｝ランジスタ（Ｔｌｌ）（Ｔ１２）及び抵
抗（Ｒ２５）（Ｒ２６）により構成される。トランジス
タ（Ｔｌｌ）のベースはコレクタと接続され、トランジ
スタ（Ｔｌｌ）のコレクタはバイアス抵抗（Ｒ１２）を
介して定電圧（　Ｖ　Ａ）に接続され、そのエミッタが
抵抗（Ｒ２６）を介して接地される。トランジスタ（Ｔ
１２）はコレクタがトランジスタ（Ｔ５）（Ｔ６）のエ
ミッタに接続され、そのエミッタが抵抗（Ｒ２６）を介
して接地される。トランジスタ（Ｔ１２）には、トラン
ジスタ（Ｔｌｌ）を流れる電流と同一電流が流れる。

位相比較器（１０）の２つの入力段として、ＮＰＮトラ
ンジスタ（Ｔ１４）乃至（７１ｇ＞を有する。トランジ
スタ（Ｔ１５）（Ｔ１４）はダーリントン接続され増幅
段を−形成する。加算器（５）出力はコンデンサ（Ｃ１
）を介してトランジスタ（Ｔ１５）のベースに与えられ
る。

トランジスタ（Ｔ１５）のベースには抵抗（ＲＩＯ）及
び（Ｒ２１）によりバイアス電圧が印加される。トラン
ジスタ（Ｔ１５）のエミッタはコンデンサ（Ｃ６）及び
抵抗（Ｒ２２）（Ｒ２３）が接続される。コンデンサ（
Ｃ６）と抵抗（Ｒ２２）とは直列に接続される。コンデ
ンサ（Ｃ６）、抵抗（Ｒ２２）（Ｒ２３）はトランジス
タ（Ｔ１５）のエミッタ接地増幅率を規定する。

トランジスタ（Ｔ１４）のエミッタ出力は、抵抗（Ｒ１
）、コンデンサ（Ｃ１）を介してトランジスタ（Ｔ１）
及び（Ｔ４）のベースに伝達され、且つ抵抗（Ｒ２）、
コンデンサ（Ｃ２）を介してトランジスタ（Ｔ２）（Ｔ
３）のべ一スヘ伝達される。抵抗（Ｒ２）、コンデンサ
（Ｃ２）により加算器（５）の出力信号位相が４５６遅
らせられる。抵抗（Ｒ１）及びコンデンサ（Ｃ１）は、
トランジスタ（Ｔ１４）出力と関係なく、一定のバイア
ス電位をトランジスタ（Ｔｌ）（Ｔ４）のベースへ与え
る。

他方の入力段は、Ｎ　Ｐ　Ｎ　｝ランジスタ（Ｔ１６）
（Ｔｌ７）を含む。これらのトランジスタ（Ｔ１６）（
Ｔ１７）はダーリントン接続され増幅段を構成する。可
変遅延回路（８）の出力信号はコンデンサ（Ｃ５）を介
してトランジスタ（Ｔ１６）のベースヘ印加される。ト
ランジスタ（Ｔ１６）のエミッタにはコンデンサ（Ｃ７
）、抵抗（Ｒ３０）（Ｒ３１）が接続され、これらの合
成インピーダンスによりトランジスタ（Ｔ１６）のエミ
ッタ接地増幅率が決定される。トランジスタ（Ｔ１７）
のエミッタ出力は、コンデンサ（Ｃ３）を介してトラン
ジスタ（Ｔ６）のベース及び抵抗（Ｒ４）の一方端へ伝
達される。抵抗（Ｒ４）の他方端はＮＰＮ｝ランジスタ
（７１８）のエミッタに接続されると共に、抵抗（Ｒ２
７）を介して接地される。トランジスタ（７１ｇ）のエ
ミッタには、抵抗（Ｒ４）と並列に抵抗（Ｒ３）が接統
される。トランジスタ（７１８）のエミッタは抵抗（Ｒ
３）を介してトランジスタ（Ｔ５）のベースに接続され
る。抵抗（Ｒ３）と並列にコンデンサ（Ｃ３）が、抵抗
（Ｒ３）とトランジスタ（Ｔ５）との間に接続され、ト
ランジスタ（Ｔ５）（Ｔ６）へベース電流を供給する。

トランジスタ（Ｔ１８）のベースには、バイアス抵抗（
Ｒ１７）（Ｒ２８）及びバイアスコンデンサ（Ｃ８）が
接続される。

コンデンサ（Ｃ３）、抵抗（Ｒ４）からなる移相役は、
可変遅延回路（８）の出力信号の位相を４５゜進ませる
。トランジスタ（Ｔ５）のベースには、コンデンサ（Ｃ
４）及び抵抗（Ｒ３）により、コンデンサ（Ｃ３）出力
と関係なく、一定のバイアス電位が印加される。

比較器（１０）の出力段はＰＮＰ｝ランジスタ（Ｔ７）
乃至（ＴＩＯ）を含む。トランジスタ（Ｔ７）（Ｔ８）
はカレントミラー回路を構成し、ダイオード接続された
トランジスタ（Ｔ７）のコレクタは、トランジスタ（Ｔ
Ｉ）（Ｔ３）のコレクタに接続される。トランジスタ（
Ｔ９）（ＴＩＯ）はカレントミラ−回路を構成し、ダイ
オード接続されたトランジスタ（Ｔ９）のコレクタは、
トランジスタ（Ｔ２）（Ｔ４）のコレクタに接続される
。そして、トランジスタ（ＴＩＯ）のコレクタより位相
差検出信号が出力される。

トランジスタ（Ｔ７）乃至（ＴＩＯ）から成るカレント
ミラー回路の各々は、更にカレントミラー型定電流回路
へ接続される。このカレントミラー型定電流回路は、Ｎ
ＰＮ　｝ランジスタ（Ｔ１９）（Ｔ２０）及び（Ｔ２１
）により構成される。トランジスタ（Ｔ１９）のべ一ス
は、トランジスタ（Ｔ２０）のコレクタに接続され、ト
ランジスタ（Ｔ１９）のエミッタは、トランジスタ（Ｔ
２０）（Ｔ２１）のベースに接続される。トランジスタ
（Ｔ２０）のコレクタは、トランジスタ（Ｔ８）のコレ
クタに接続され、トランジスタ（Ｔ２１）のコレクタは
トランジスタ（ＴＩＯ）のコレクタに接続される。トラ
ンジスタ（Ｔ１９）により、トランジスタ（Ｔ２０）（
Ｔ２１）のベースは常に同一のバイアスが印加されるの
で、トランジスタ（Ｔ２０）（Ｔ２１）のエミッタ電流
は同一値となる。

次に簡単に動作について説明する。

可変遅延回路（８）の出力信号及び加算器（５）からの
信号は夫々トランジスタ（Ｔ１６）（Ｔ１７）及びトラ
ンジスタ（Ｔ１５）（Ｔ１４）で増幅された後に、移相
段及び位相検波段へ与えられる。トランジスタ（Ｔ５）
及び（Ｔ６）は、可変遅延回路（８）の出力信号に応答
して、いずれか一方がオン状態となる。同様に、トラン
ジスタ（ＴＩ）（Ｔ４）とトランジスタ（Ｔ２）（Ｔ３
）のいずれか一方の対のトランジスタがオン状態となる
。

トランジスタ（Ｔ４）とトランジスタ（Ｔ６）またはト
ランジスタ（Ｔ２）とトランジスタ（Ｔ５）とが同時に
オン状態となった時にのみ、トランジスタ（ＴＩＯ）に
コレクタ電流が流れる。このトランジスタ（ＴＩＯ）の
コレクタ電流はコンデンサ（Ｃ２２　）を充電し、この
コンデンサ（Ｃ２２）の電位を上昇させる，このコレク
タ電流が流れる時間は、トランジスタ（Ｔ６）及びトラ
ンジスタ（Ｔ２）（Ｔ３）の夫々へ与えられる被比較信
号の位相差に対応する。従って、この位相差が９０°よ
り小さい程、コンデンサ（Ｃ２２）への電流注入量が多
くなり、コンデンサ（Ｃ２２）の電位が高くなる。これ
より可変容量ダイオード（ＶＣＩ）乃至（ＶＣ３）の容
量値が小さくなり、可変遅延回路（８）の遅延時間が短
くなる． 一方、トランジスタ（Ｔ８）にコレクタ電流が流れるの
は、トランジスタ（Ｔ１）及びトランジスタ（Ｔ５）ま
たはトランジスタ（Ｔ３）及びトランジスタ（Ｔ６）が
同時にオン状態になった時である，また、トランジスタ
（Ｔ８）のコレクタ電流はトランジスタ（Ｔ２０）を流
れる。トランジスタ（Ｔ２０）及び（Ｔ２１）は、カレ
ン１・ミラー回路を構成しているため、トランジスタ（
Ｔ２１）にもトランジスタ（Ｔ２０）即ちトランジスタ
（Ｔ８）と同一の電流が流れる。このトランジスタ（Ｔ
２１）を流れる電流はコンデンサ（Ｃ２２）から与えら
れる。この結果、コンデンサ（Ｃ２２）は放電により、
その電位が低下し、可変容量ダイオード（ＶＣＩ）乃至
（ＶＣ３）の容量値が大きくなり、可変遅延回路（８）
の遅延時間が長くなる。

トランジスタ（Ｔ８）と（ＴＩＯ）とは、択一的にコレ
クタ電流を流す。このトランジスタ（Ｔ８）（ＴＩＯ）
がコレクタ電流を供給する時間は、被比較信号の位相差
により決定される。即ち、９０゜移相器（９）出力と加
算器（５）出力とが位相差９０”の時、トランジスタ（
Ｔ８）とトランジスタ（ＴＩＯ）の夫々のオン時間が同
一となり、その位相差が９０＠より小さくなると、トラ
ンジスタ（ＴＩＯ）のオン時間がトランジスタ（Ｔ８）
のオン時間よりも長くなる。また逆に９０゜より大きく
なるとトランジスタ（Ｔ８）のオン時間の方が長くなる
。これにより９０゜移相Ｗ（９）出力と加算器（５）出
力の位相差が９０゜より小さくなると可変遅延回路（８
）の遅延時間が短くされ、９０゜よりも大きくなるとそ
の遅延時間が長くされる。こうして常に移相１ｓ（９）
の出力と加算器（５）の出力とを位相差９０”　とする
ことができる。尚、９０゜移送器（９）は、抵抗（Ｒ２
）及びコンデンサ（Ｃ２）から成る４５゜移相段と、抵
抗（Ｒ４）及びコンデンサ（Ｃ３）から成る４５＠移相
役により構成される。

従って、可変遅延回路（８）の出力信号の位相が加算器
（５）の出力信号の位相よりも進んでいる場合、換言す
ると、可変遅延回路（８）の遅延時間が所要値よりも短
い場合に、９０’移相Ｂ（９）の出力信号の位相と加算
器（５）の出力信号の位相との差は９０゜より大きくな
り、可変遅延回路（５０）の遅延時間は位相比較器（１
０）により長くされ、逆の場合、この遅延時間は短かく
される。

ここで、ＣＡＶディスクの場合、ディスク再生位置が内
周ほど線速度が小さく，加算器（４）及び（５）の出力
位相差はディスク内周ほど大きい。このため、可変遅延
回路（８）の遅延時間は、ディスク外周ほど小さくする
必要がある．この場合、ディスク外周に向かうにつれて
可変遅延回路の出力信号は加算器（５）の出力信号より
位相が遅れ易くなるので、９０゛移相器（９）出力と加
算器（５）の出力の位相差は９０゛より小さくなり、位
相比較器（１０）により遅延時間は短くされる。これに
よりＣＡＶディスク再生時には、ディスク内周から外周
に向かって可変遅延回路（８）の遅延時間を短くするこ
とができる。この時、可変遅延回路（８）のコンデンサ
（Ｃ２２）の充電電位はディスク外周へ向かうほど高く
なる。

上述の如き構成により、可変遅延回路（８）の出力信号
と後行側の加算器（５）の出力信号とを常に同一位相と
することができ、再生信号の高域を拡張することができ
る。

尚、上記実施例では、信号の位相差を検出して、加算器
（４）出力の遅延時間を制御しているが、第１６図に示
す様に、信号の周波数差を検出して遅延時間を決定する
こともできる。即ち、先行側７ォトダイオード（ＤＩ）
（Ｄ２）及び後行側７ォトダイオード（Ｄ３）（Ｄ４）
の出力信号はＦＭ信号であるので、加算器（５）と可変
遅延回路（８）の出力信号の周波数差を周波数差検出回
路（２０１）を用いて検出すれば、両出力信号の時間差
を検出することができる。従って、この周波数差検出信
号を制御信号として可変遅延回路（８）の遅延時間を調
整すれば、先行側７才トダイオード（ｏ１）（Ｄ２）の
出力と後行側フォトダイオード（Ｄ３）（Ｄ４）出力と
の時間差を０にすることができる。

第１７図にこの周波数差検出回路（２０１）の具体的構
成の一例を示す。図中、周波数差検出回路（２０１）は
，可変遅延回路（８）からの信号を受け、受けた信号の
周波数を電圧信号に変換する周波数一電圧変換器（２０
２）と、加算器（５）からの信号の周波数を電圧信号に
変換する周波数一電圧変換器（２０３）と，周波数一電
圧変換器（２０２）（２０３）からの信号電圧差を検出
し、増幅する増幅器（２０４）とを含む。増幅器（２０
４）は例えば演算増幅器で構成され、変換器（２０２）
（２０３）の信号電圧差に等しい信号を導出してＬ　Ｐ
　Ｆ　（２００）へ与える。

上述の如く、加算！（５　）と可変遅延回路（８）の両
出力の位相差検出（あるいは周波数差検出）により可変
遅延回路（８）の遅延時間を制御して両出力の時間差を
零にした後に加算することにより、スポット径を電気的
に従来の１八にして高域成分の再生が一応は可能となっ
たが、加算＠Ｃ７　）からの再生ＲＦ信号の高域成分の
劣化は避けられず、しかも、この劣化量はＣＡＶディス
ク再生時には再生位置のディスク径方向への変化に応じ
て変化する。そこで，この劣化を補償するために、加算
器（７）出力は高域補正回路（ｌ２）に入力される。高
域補正回路（ｌ２）は、具体的には第７図に示す様な回
路構成を有している。即ち、高域のみを増幅するための
第１トランジスタ（Ｔｒｉ）を中心に構成され、この第
１トランジスタのエミッタ側には抵抗値（Ｒ）の抵抗（
３０）と、この抵抗（３０）と並列に可変容量ダイオー
ド（Ｄ）が接続されている。ここで、可変容量ダイオー
ド（Ｄ）のアノードは、第１トランジスタ（Ｔｒｌ）の
エミッタに、またカソードは後述のレベルシフト回路（
２３）に接続され、レベルシフト回路（２３）出力がカ
ソードに供給される。

第１トランジスタ（Ｔｒｉ）のコレクタは第２トランジ
スタ（Ｔｒ２）のベースに接続され、また電源電圧（＋
Ｖｃｃ）線間に抵抗値（ＲＣ）の抵抗（３１）が、接続
されている。また第１トランジスタ（Ｔｒｉ）のベース
には、抵抗（８５）（８６）によりバイアス電位が印加
される。

第２トランジスタ（Ｔｒ２）は全域に亘って増幅を為す
出力用トランジスタであり、ベースは第１トランジスタ
（Ｔｒｉ）のコレクタが、エミッタには出力端子（３５
）が、コレクタには電源電圧（＋Ｖｃｃ）線路が接続さ
れている。

尚、第１トランジスタ（Ｔｒｌ）のベースに接続された
コンデンサ（３３）は、入力端子（３４）から入力され
る再生ＲＦ信号、即ち再生ＦＭ信号波のみの通過を許容
するために挿入されている。

第７図に示す回路はエミッタビーキング方法と呼ばれ、
可変容量ダイオード（Ｄ）により高域の負帰還率が低下
され、これにより高域の補償を行う方法である。以下に
、この回路の動作について説明する。

第１トランジスタ（Ｔｒｌ）のコレクタには、配線容量
（Ｃ）（第７図に鎖線で示す）が不可避的に存在スる。

この状態で、レベルシフト回路（２３）出力が印加され
ると、この出力の電圧レベルが可変容量ダイオードＣＤ
）の逆方向電圧となり、これに応じて可変容量ダイオー
ド（Ｄ）の静電容量（Ｃｅ）が決定する。この時、第１
トランジスタ（Ｔｒｌ）のコレクタの負荷インピーダン
ス（Ｚｃ）は、抵抗（３１）と寄生容量（Ｃ）との並列
インピーダンスとなり、抵抗値（Ｒｃ）と容量値（Ｃ）
にて決定され、また、この負荷インピーダンス（Ｚｃ）
と、抵抗（Ｒｅ）と静電容量（Ｃｅ）にて決まるエミッ
タ側のインピーダンス（Ｚｅ）との間にＺｃ／Ｚｅ”＝
一定という関係が満足されると、この第１トランジスタ
（Ｔｒｌ）の電圧利得を一定にすることができ、電圧利
得の高域低下を補償することが可能となる。即ち、抵抗
値（Ｒｃ）（Ｒｅ）及び（Ｃｅ）を適当な値に設定する
と、第８図に示す様に第１トランジスタ（Ｔｒｌ　）に
よるエミッタピーキングの周波数特性が得られる。

この第８図において、実線（ａ）はＣｅ−０でビーキン
グが生じていない場合を示し、この状態より容量（Ｃｅ
）が徐々に大きくなると鎖線（ｂ）の如くビーキング効
果が現れて、ＲｃＣｗＲｅＣｅの時、実線（Ｃ）の如く
フラットな周波数特性が得られ、更に容量（Ｃｅ）を大
きくすると、鎖線（ｄ）の如く高域が持ち上がって高域
成分を過補償させるべき高域にピークを生じさせること
が可能となる。従って、レベルシフト回路出力の電圧レ
ベルを変化させ、容量（Ｃｅ）を変化させることにより
、第１トランジスタ（Ｔｒｉ　）のベースに入力される
ＲＦ信号の高域成分のみを増幅することが可能となる。

一方、レベルシフト回路（２３）は位相比較器（１０）
または周波数差検出回路（２０１）からの制御信号（Ｓ
Ｃ）に応じて、可変容量ダイオード（Ｄ）の容量（Ｃｅ
）を最適値に設定できる電圧レベルの出力を発するもの
である。このレベルシフト回路（２３）の具体例として
は、第１５図のコンデンサ（Ｃ２２）の充電電位を制御
信号（ＳＣ）とすることにより、エミッタ７才ロア構成
のトランジスタにより容易に構成することができる。即
ち、コンデンサ（Ｃ２２）の充電電位は、ＣＡＶディス
クの再生位置が内周ほど低くなるため、この充電電位を
所定ゲインで増幅して出力する様に構成すればよい。こ
の様に構成することによって、レベルシフト回路（２３
）の出力電圧レベルは、ＣＡＶディスクの内周再生時に
は低く、外周再生時には高く、内周から外周に向かうに
ついて徐々に高くなる。またＣＬＶディスクの再生時に
は、ディスク全周に亘ってＣＡＶディスクの最内周再生
時と同程度に維持される。即ち、ＣＡＶディスクの内周
側を再生している時には、可変遅延回路（８）の遅延時
間を大きくする様な電圧値に、Ｉ１御信号（ＳＣ）の電
圧値が保持され、この制御信号（ＳＣ）に応じてレベル
シフト回路（２３）の出力電圧は小さくなる。これによ
り、可変容量ダイオード（Ｄ）の逆方向電圧が小さくな
り、この可変容量ダイオード（Ｄ）の静電容量（Ｃｅ）
は大きくなり、第８図のエミッタビーキングの周波数特
性の（ｄ）の如く高域成分の増幅利得が持ち上がること
になる。この結果、再生ＦＭ信号の高域成分のレベルが
高くなり、ＲＦ段において高域劣化が顕著な内周での高
域成分の補正量は外周に比べ大きくなる。

また再生位置がディスク内周から外周に向かうにつれて
、先行側７ォトダイオード（ＤＩ）（Ｄ２）出力と後行
側７才トダイオード（Ｄ３）（Ｄ４）出力間の位相差ま
たは周波数差は徐々に小さくなり、制御信号（ＳＣ）の
電圧レベルもこれに対応して変化し、レベルシフト回路
（２３）の出力電圧は徐々に高くなり，可変容量ダイオ
ード（Ｄ）の逆方向電圧が大きくなり、可変容量ダイオ
ード（Ｄ）の静電容量（Ｃｅ）は徐々に小さくなり、高
域補正回路（１２）の補正量も徐々に小さくなる。

尚、再生位置がディスク最外周位置である時の周波数特
性は、第８図の実線（ｃ）の如く略平担であり、補正量
は極めて小さくなる。またＣＬＶディスク再生時には、
全周に亘ってＣＡＶディスクの最内周位置を再生してい
る場合と略同一の最大の補正量となる。

以上の如く、高域補正回路（１２）を通過することによ
り最適な高域補正が施された再生ＲＦ信号は、切換スイ
ッチ（１４）を介して狭帯域Ｂ　Ｐ　Ｆ　（１５）また
は広帯域Ｂ　Ｐ　Ｆ　（１６）を通過し、切換スイッチ
（１７）を介して、後段のリミッタ（１８）に入力され
る。狭帯域Ｂ　Ｐ　Ｆ　（１５）は第３図（Ａ）に周波
数スペクトラムが示された現行の光学式ビデオディスク
レコード（以下、ＬＤと称す）のＲＦ信号を抜き取るた
めのものであり、広帯域Ｂ　Ｐ　Ｆ　（１６）は第３図
（Ｂ）の高細度化ビデオディスクレコード（以下ＥＤＬ
Ｄとする）のＲＦ信号を抜き取るためのもので、また切
換スイッチ（１４）（１７）はシステムコントロール回
路から供給されるＥＤＬＤ／ＬＤ切換信号（ＳＬ）にて
同期して切換えが為され、再生しようとするディスクレ
コードがＬＤの場合には、ＲＦ信号を狭帯域Ｂ　Ｐ　Ｆ
　（１５）に入力し、このＢＰＦ（ｌ５）出力をリミッ
タ（１８）に供給する側に切換わり、ＥＤＬＤの場合に
は、ＲＦ信号を広帯域ＢＰＦ　（１６）に入力し、この
Ｂ　Ｐ　Ｆ　（１６）出力をリミッタ（１８）に供給す
る側に切換わる。

切換スイッチ（１７）からのＲＦ信号は、リミッタ回路
（ｌ８）を経て、キャリア（Ｃａ）を中心として各周波
帯域の成分が上下対称に平均化される。

このリミッタ（１８）出力は、ＦＭ検波回路（２０）に
てＦＭ検波され更にＬ　Ｐ　Ｆ　（２１）を経て、ベー
スバンドの映像信号にＦＭｌｊ調して出力される。尚、
Ｌ　Ｐ　Ｆ　（２１）のカットオフ周波数は、ベースバ
ンドの映像信号の通過のみを許容する様に設定されてい
る。

第９図及び第１０図は、夫々ＣＡＶディスク内周及び外
周を再生する際の第１図の回路ブロック図の各部の信号
の周波数スペクトラムを示すものであり、（Ａ）は加算
器（７）出力を示し、図中（Ｃａ）はキャリア、（Ｌ）
は下側サイドバンド成分、（Ｈ）は上側サイドバンド成
分である。第９図（Ａ）と第１０図（Ａ）を比較すると
、上側サイドバンド成分（Ｈ）の劣化は、内周再生時の
第９図（Ａ）に顕著である。

（Ｂ）は高域補正回路（１２）出力を示しており、前述
の高域成分の補正が為されている。第９図（Ｂ）と第１
０図（Ｂ）を比較すると、補正量は第９図（Ｂ）の方が
大きくなっており、上側サイドバンド成分（Ｈ）は共に
略等しいレベルになっている。

（Ｃ）はリミッタ回路（１８）出力であり、補正後の再
生ＲＦ信号がキャリア（Ｃａ）を中心にして上下サイド
バンド成分（Ｈ　）（　Ｌ　）を平均化して出力されて
おり、（Ｄ）はＦ　Ｍ検波回路（２０）出力を示してい
る。

第１１図は、他の実施例で、ＲＦ段で高域補正に代えて
、ＦＭ復調されたベースバンドの映像信号に直接的に高
域補正を施す回路ブロック図を示すもので、第１図と同
一部分には同一符号を付して説明を省略する。第１図の
高域補正回路（１２）を削除してＲＦ段での補正を止め
、Ｌ　Ｐ　Ｆ　（２１）の後段に高域補正回路（１２）
と略同一の構成、即ち入力端子（３４）ｉ：　Ｌ　Ｐ　
Ｆ　（２１）出力を入力し、ＦＭ波のみの通過を許容す
るためのコンデンサ（３３）を削除する以外は、第７図
と全《同一構成及び同一動作を為す高域補正回路（２２
）を挿入したもので、出力端子（３５）に高域補正が完
了したベースバンドの映像信号が出力される。

第１２図及び第１３図は、夫々ＣＡＶディスク内周及び
外周を再生する際の第１１図の各部の信号の周波数スペ
クトラムを示すものであり、（Ａ）は加算器（７）出力
を、（Ｃ）はリミッタ回路（１８）出力を、（Ｄ）はＦ
Ｍ検波回路（２０）出力を、（Ｅ）は高域補正回路（２
２）出力を示しており、高域補正に際しての補正量（ベ
ースに対する傾き）は、第１２図（Ｅ）及び第１３図（
Ｅ）を比較して明らかな様に前記実施例と同じ＜ＣＡＶ
ディスク外周側に比べ内周側で大きく、また内周から外
周に向かうにつれて徐々に小さくなる。

尚，第１１図の実施例においても、制御信号（ＳＣ）を
位相比較器（１０）出力をＬ　Ｐ　Ｆ　（２００）に通
過させた信号とするのに代えて、第１゛６図の周波数検
出回路（２０１）出力をＬ　Ｐ　Ｆ　（２００）に通過
させた信号とすることも可能であることは言うまでもな
い。

（ト）発明の効果 上述の如く本発明によれば、ディスクの径方向の再生位
置に応じて高域劣化に対する補正量が自動的に変更され
、再生位置に関係なしに常に最適で高精度な高域補正が
実現でき、高細度化されたビデオディスク再生時にも有
効である。

【図面の簡単な説明】

第１個、第７図乃至第１０図、第１４図、第１５図、第
２１図は本発明の第１実施例に係り第１図は全体の回路
ブロック図、第７図は要部回路図、第８図はエミッタピ
ーキングの周波数特性図、第９図及び第１０図は内部及
び外周再生時の各部の信号の周波数スペクトラム、第１
４図は各部の信号波＃図、第１５図は具本的な回路図、
第２１図は原理説明図である。 第１６図、第１７図は第２実施例の回路ブロック図であ
る。 第１１図、第１２図及び第１３図は第３実施例に係り、
第１１図は全体の回路ブロック図、第１２図及び第１３
図は内周及び外周再生時の各部の信号の周波数スベクト
ラムである。 また、第２図は現行のビデオディスクレコードの記録信
号の周波数スベクトラム、第３図、第２３図及び第２４
図は高細度ビデオディスクレコ−ドの記録信号の周波数
スベクトラム、第４図は従来の再生信号の周波数特性を
示す図、第５図、第１８図は従来の再生系の回路ブロッ
ク図、第６図は従来の高域補正特性を示す図、第１９図
はビームスポット内での光量分布を示す図、第２０図は
ビームスポットとピットの位置関係を示す図、第２２図
は通常のビックアップの周波数特性を示す図である。 （ＤＩ）（Ｄ２）・・・先行側７ォトダイオード、（Ｄ
３）（Ｄ４）・・・後行側フォトダイオード、（４）・
・・４分割センサー、（ｌＯ）・・・位相比較器、（２
０１）・・・周波数差検出回路、（２０）・・・ＦＭ検
波回路、（１２）（２２）・・・高域補正回路

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. （１）記録トラックの再生方向に対して先行する先行側
   光検出手段と後行する後行側光検出手段とから成る多分
   割光検出手段と、 前記先行側及び後行側光検出手段出力の時間差を検出す
   る時間差検出回路と、 前記多分割光検出手段により得られる再生ＦＭ信号をＦ
   Ｍ復調するＦＭ復調回路と、 該ＦＭ復調回路出力の高域成分のみを第１補正量だけ増
   幅させる高域補正回路とを備え、前記時間差検出回路出
   力に応じて前記第１補正量を変化させることを特徴とす
   る光学式ディスクプレーヤの高域補正回路。
2. （２）前記先行側及び後行側光検出手段出力の時間差は
   、前記両出力の位相差であることを特徴とする請求項１
   記載の光学式ディスクプレーヤの高域補正回路。
3. （３）前記先行側及び後行側光検出手段出力の時間差は
   、前記両出力の周波数差であることを特徴とする請求項
   １記載の光学式ディスクプレーヤの高域補正回路。
4. （４）記録トラックの再生方向に対して先行する先行側
   光検出手段と後行する後行側光検出手段とから成る多分
   割光検出手段と、 前記先行側及び後行側光検出手段出力の時間差を検出す
   る時間差検出回路と、 前記多分割光検出手段により得られる再生ＦＭ信号の高
   域周波数成分を第２補正量だけ増幅補正する高域補正回
   路と、 前記再生ＦＭ信号をＦＭ復調するＦＭ復調回路と、 前記時間差検出回路出力に応じて前記第２補正量を変化
   させることを特徴とする光学式ディスクプレーヤの高域
   補正回路。
5. （５）前記先行側及び後行側光検出手段出力の時間差は
   、前記両出力の位相差であることを特徴とする請求項４
   記載の光学式ディスクプレーヤの高域補正回路。
6. （６）前記先行側及び後行側光検出手段出力の時間差は
   、前記両出力の周波数差であることを特徴とする請求項
   ４記載の光学式ディスクプレーヤの高域補正回路。