KR100201745B1 - 변조 캐리어 신호 수신용 전자 수신기 - Google Patents

변조 캐리어 신호 수신용 전자 수신기 Download PDF

Info

Publication number
KR100201745B1
KR100201745B1 KR1019910009619A KR910009619A KR100201745B1 KR 100201745 B1 KR100201745 B1 KR 100201745B1 KR 1019910009619 A KR1019910009619 A KR 1019910009619A KR 910009619 A KR910009619 A KR 910009619A KR 100201745 B1 KR100201745 B1 KR 100201745B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
mixer
frequency
receiver
loop
Prior art date
Application number
KR1019910009619A
Other languages
English (en)
Other versions
KR920001870A (ko
Inventor
요한네스오토보르만
Original Assignee
프레데릭 얀 스미트
코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔 브이
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 프레데릭 얀 스미트, 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔 브이 filed Critical 프레데릭 얀 스미트
Publication of KR920001870A publication Critical patent/KR920001870A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100201745B1 publication Critical patent/KR100201745B1/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
    • H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
    • H03D1/2209—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders
    • H03D1/2236—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders using a phase locked loop
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B14/00—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B14/02—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation
    • H04B14/06—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation using differential modulation, e.g. delta modulation
    • H04B14/062—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation using differential modulation, e.g. delta modulation using delta modulation or one-bit differential modulation [1DPCM]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
    • H04L27/06—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
    • H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/144—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements
    • H04L27/152—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using controlled oscillators, e.g. PLL arrangements
    • H04L27/1525—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using controlled oscillators, e.g. PLL arrangements using quadrature demodulation

Abstract

변조된 캐리어 신호 수신용 전자 수신기는 캐리어 주파수 fc 로 구동된 혼합기/복조기, 폐쇄 신호 루프에 포함된 최소한 하나의 가산기, 저역 통과 필터, 및, 샘플링 주파수 fs 로 구동되고 시그마-델타(1-비트)신호 컨버터로 구성된 펄스 형성기를 구비하며, 또한 디지탈 십진 필터도 구비한다. 신호 루프는 변조된 캐리어 신호가 가산기에 인가되며 가산기의 출력 신호가 혼합기/복조기에 인가되도록 혼합기/복조기를 포함한다. 또한 신호 루프는 주파수 fc 로 구동된 제2혼합기와, 공통 배수를 갖는 주파수 fs 및 fc 를 구비한다.

Description

변조 캐리어 신호 수신용 전자 수신기
제1도는 수신기의 단순 실시예의 블럭 다이어그램.
제2도는 제2혼합기가 폐쇄 신호 루프의 피드백 부분에 포함되고 펄스 형성기가 단일 회로에 결합되는 수신기의 블럭 다이어그램.
제3도는 펄스 형성기에 결합된 제2혼합기가 폐쇄 신호 루프의 전반부에 포함되고 디지탈 십진 필터가 제3혼합기에 결합되는 블럭 다이어그램.
제4도는 제2의 1-비트 신호 컨버터를 구비한 수신기의 블럭 다이어그램.
제5도는 AM 신호 수신기의 블럭 다이어그램.
제6도는 베스티젤(vestigial) 측파대 AM 신호 수신기의 블럭 다이어그램.
제7도는 FM 신호 수신기의 블럭 다이어그램.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
3 : 저역 통과 필터 4 : 펄스 형성기
6 : 제2혼합기 11 : 가산기
16 : 발진기 19 : 주파수 분주기
본 발명은 캐리어 주파수 fc 로 구동되는 혼합기/복조기, 폐쇄 신호 루프에 포함된 최소한 하나의 가산기, 저역 통과 필터 및 펄스 형성기(샘플링 주파수 fs 로 구동되고 시그마-델타(1-비트) 신호 컨버터는 물론 디지탈 십진 필터로 구성됨)를 구비한 변조 캐리어 신호 수신용 전자 수신기에 관한 것이다.
상기 형태의 수신기는, 저역 통과 필터를 통과한 출력신호가 시그마-델타 변조기에서 디지탈 신호로 변환하는 혼합기/복조기에서 변조 캐리어 신호로 복조되는 구성으로써 공지되있다.
종래의 수신기는, 무선 주파수용 대역 선택성, 기저대 주파수용 추가 채널 선택성, 및 중간 주파수용 채널 선택성이 있었다. 상기 수신기가 폭넓은 변화 레벨의 신호에 적합하도록 하기 위해, 수신기의 필터에서 최대의 비왜곡된 신호의 잡음사이의 거리는 매우 커야 한다. 원래 패시브 필터는 이러한 레벨의 신호에 적합하나 실리콘상에 접적되지 못한다. 액티브 필터, 특히, 협대역 액티브 필터는 패시브 필터보다 잡음이 훨씬 더 많고 덜 선형적이며, 큰 신호를 발생할때 많은 전력을 요구한다. 실리콘상에서 증폭기 입력단에 관한 가장 큰 문제점은 선택 소자의 집적성에 있다.
수신기의 필터에서 발생한 문제점을 최소화시키는데는 두가지 방법이 있다. 직접 신호 변환은 중간 주파수용 대역 통과 필터의 사용을 방지하는데 사용된다. 상기 신호는 더 높은 주파수 신호로 변환되며 무선 주파수의 필터링을 쉽게 한다. 양 경우, 최종 변화 단계는 나머지 변환된 기저대 아날로그 신호가 디지탈 신호로 변화되는 상기 기술된 종래 수신기에 의하여 상기 신호가 기저대 주파수로 재형성되는 것이다.
종래 수신기의 단점은, 선형성 및 잡음, 특히 신호 누설에 관한 양호한 혼합기/복조기가 기술적인 어려움 때문에 실현되지 못한 것이다.
본 발명의 목적은 상기 단점이 없는 수신기를 제공하는 것이다.
본 발명에 따라서, 상기 목적은 신호 루프가 혼합기/복조기를 구비한 수신기를 사용하고, 변조 캐리어 신호가 가산기에 인가되고 가산기의 출력 신호는 혼합기/복조기에 인가되며, 상기 신호 루프가 주파수 fc 로 구동된 제2혼합기를 구비하고, 상기 주파수 fs 및 fc 는 공통 배수를 갖는 수신기에 의해 달성된다.
본 발명에 따른 수신기에서 혼합기/복조기는 폐쇄 신호 루프의 전반부에 포함되기 때문에 혼합기/복조기는 종래 기술의 수신기에서 보다 훨씬 간단한 기술 사항을 가지며, 상기 루프의 전반부에서 고 이득에 기인한 기저대의 왜곡 및 잡음은 혼합기/복조기와 저역 통과 필터에서 억제된다. 기저대밖의 왜곡 및 잡음은 디지탈 십진 필터에 의해 방지되며, 반면에 1/f 잡음은 디지탈 수신기에서 어떤 역활도 하지 못한다.
본 발명에 따른 수신기에서 설계 매개 변수는 신호 루트의 피드백 부분에서의 선형성과 잡음이다.
1-비트 아날로그-대-디지탈(A/D) 신호 컨버터를 사용하면, 폐쇄 회로의 피드백 부분내에서 신호 성형성으로 되는 요구 사항에 부합되는데, 이는 신호 누설을 방지하기 위하여 동일 폭의 블랭크(즉, 신호가 없는 간격)로 분리된 폭에서 양의 펄스와 음의 펄스로 구성된 한 비트 신호이다. 상기 구조의 신호는 다른 부호를 갖는 동등한 음 및 양의 펄스로 구성되는 신호와, fs 의 배수 정수를 갖는 DC 전압 성분 및 주파수 성분으로 분해되며, 후자의 성분은 신호 루프에서의 필터에 의해 차단되며, 반면에, 상기 신호의 비-선형 성분은 인입되지 않는다.
본 발명에 따른 수신기의 피드백 루프에서 발생된 잡음은 잡음의 큰 부분이 1-비트 신호에서 0과 1 사이 변이로부터 시작하기 때문에 저 레벨로 유지되며 수신기에 포함된 발진기의 잡음 대역폭에 의해 결정된다. 아날로그-대-디지탈 변환동안 발생되는 양자화 잡음은 이른바, 오버 샘플링 요소(샘플링 주파수 fs 와 펄스 형성기 입력에서의 신호 주파수 사이의 비율)의 증가와 신호 루프(선택성과 안정성을 구비)의 필터에서 감소된다.
샘플링 주파수 fs 의 값은 캐리어 주파수 fs 에 공통 배수인 값으로 선택된다(m.fs = n.fc, m 및 n 는 정수). fs 에서, 협펄스는 제2혼합기의 출력 신호에서 발생하고, 상기 펄스는 신호 루프의 전반부에서 왜곡을 초래한다.
본 발명에 따른 수신기의 특성은, 신호 루프가 캐리어 주파수 fc 를 갖는 1-비트 신호와 가변 펄스 높이 및 펄스폭을 발생하는 자동 이득 제어(AGC) 회로를 구비하면 더욱 명백해진다.
펄스 높이 및 펄스폭을 변화시킴으로써, 수신기의 입력 신호(복조된 캐리어 주파수)에서 변화에 대한 보정이 이루어진다. AGC 회로는 공지된 방법으로 발생되는 보정 신호에 의해, 구동된다.
AGC 회로가 입력 신호의 가변 저항값과 이득 제어의 선형을 제어하는 종래 기술의 수신기는, 선형 자동 이득 제어가 비교적 간단한 방법으로 제공되는 본 발명에 따른 AGC 회로를 구비하는 수신기와는 다르다.
본 발명에 따른 수신기의 실시예에서 제2혼합기는 폐쇄 신호 루프의 피드백 부분에 포함되고 단일 회로의 펄스 형성기에 결합된다.
상기 형태의 수신기에서 결합된 펄스 형성기/혼합기 회로의 장점은 배수 동작이 부가되는 디지탈 회로같이 비교적 간단하게 구성될 수 있다.
다른 실시예에서, 제2혼합기는 폐쇄 루프의 전반부에 포함되고, 수신기는 주파수 fc 로 구동되는 제3혼합기를 구비하며, 상기 제3혼합기의 입력은 제2혼합기의 출력에 접속되고 제3혼합기의 출력은 디지탈 십진 필터에 접속된다.
상기 실시예에서, 제2혼합기의 왜곡 및 잡음에 관한 사항은 양호하다. 왜냐하면, 상기 혼합기는 폐쇄 루프의 전반부에서 한 부분을 다시 형성하기 때문이다. 제3혼합기는 제2혼합기에 의해 복조된 신호가 디지탈 십진 필터에 인가되기 전에 다시 복조되는데 필요하다.
본 발명에 따른 수신기의 양호한 실시예에서, 제3혼합기 및 디지탈 십진 필터는 단일 회로로 결합된다. 이러한 결합은 이론적으로 어떠한 문제점이 없으며 디지탈 처리를 위한 소자가 연관될때 설계 기술에 양호하다.
본 발명에 따른 수신기의 양호한 실시예에서, 상기 수신기는 입력이 제1의 1-비트 신호 컨버터의 출력에 접속되고 출력이 디지탈 십진 필터의 입력에 접속되는 제2의 1-비트 신호 컨버터를 구비한다. 이러한 형태의 수신기에서, 캐리어 주파수 fc 의 다른 값을 갖는 변조 캐리어를 복조시키는 것이 가능하며, 반면에, 디지탈 십진 필터의 대역폭은 매번 적용되지는 않는다. 수신기에서 제2의 1-비트 컨버터는 십진 필터의 크기 및 분산에 비교되여 십진 필터가 프로그램 가능한 선택적 실시예에서 훨씬 양호하다.
본 발명에 따른 수신기는, 주파수가 위상 고정 루프에 의하여 캐리어 주파수 fc 에 링크되고, 상기 루프는 캐리어 주파수 fc 로 구동되는 혼합기와 저역 통과 필터를 포함하는 발진기를 구비할때, AM(진폭 변조)신호용 직접-변화 수신기에 더욱더 적합하다.
본 발명에 따른 직접-변환 AM 수신기의 양호한 실시예에서, 샘플링 주파수 fs 는 캐리어 주파수 fc 의 우수 배수이며, 위상 고정 루프는 주파수 분주기를 구비하며, 상기 주파수 분주기는 혼합기/복조기에 접속된 동상 출력과, 위상 고정 루프의 혼합기에 접속된 직각 출력을 가진다.
다른 양호한 실시예에서, 베스티젤 측파대 AM 신호를 수신하기 적합한 수신기가 제공된다. 상기 실시예는 본 발명에 따른 수신기로 구성되는 두개의 병렬 신호 처리 브랜치를 구비하며, 두 브랜치중 1-비트 신호 컨버터의 저역 통과 필터는 다상 접속된다.
상기 양호한 실시예에 따른 수신기에서, 두 신호 처리 브랜치가 디지탈 소자의 사용에 의해 매우 좁은 공차내에서 동등한 나머지 측파대 AM 수신기가 얻어진다.
실시예에서, 후자에 따른 수신기의 디지탈 십진 필터는 다상 접속된다.
디지탈 십진 필터는 감소 대역 통과 및 샘플링 주파수를 갖는 필터의 직렬 결합을 구성되며, 한 신호 처리 브랜치로부터의 최하위 주파수용 하나 이상의 필터는 다른 신호 처리 브랜치로부터 대응 주파수용 하나 이상 필터에 다상 결합된다.
양호한 실시예에 따른 수신기에서, 다상 결합된 두 신호 처리 브랜치의 필요한 비대칭을 제공한다. 특히, 공지된 자동 주파수 제어(AFC)용 신호는 디지탈 십진 회로에 의해 배제된다. 이러한 형태의 AFC 회로에서, 부가적인 필터링이 필요하지 않다. AFC 제어에 의해 상기 방법으로 배제된 신호는 AFC 회로에서의 진폭 및 위상 왜곡을 발생시키지 않는 대칭 스펙트럼을 가진다.
본 발명에 따른 양호한 실시예에서, 주파수 변조(FM) 신호를 수신하기 적합한 수신기가 제공된다. 상기 실시예는 본 발명에 따른 수신기로 구성되는 두개의 병렬 신호 처리 브랜치를 구비하며, 상기 브랜치는 캐리어 주파수 fc 를 갖는 신호에 의해 결합되며, 상기 신호는 두 브랜치중 한 브랜치에 인가되며, 90 위상 신호는 다른 하나의 브랜치의 혼합기/복조기에 인가된다.
제1도는 본 발명에 따른 수신기의 단순 실시예의 블럭 다이어그램을 도시하며, 상기 수신기는 폐쇄 신호 루프에 포함된 가산기(1), 캐리어 주파수 fc 로 구동되는 혼합기/복조기(2), 저역 통과 필터(3), 샘플링 주파수 fs 로 구동되는 펄스 형성기(4), 주파수 fc 로 구동되는 디지탈 십진 필터(5) 및 , 주파수 fc 로 구동되고 폐쇄 루프에 포함된 제2혼합기(6)로 구성된 시그마-델타(1-비트) 신호 컨버터를 구비한다.
상기 수신기에서 디지탈 십진 필터는, 협대역 채널 선택성과, 피드백 루프에 포함되지 않고 복조기 다음에 삽입되는 저역-통과 필터에 의해 종래 기술 수신기에서 수행되는 기능을 제공한다. 종래 기술에 따른 수신기에서 필터의 안티-얼라이싱(anti-aliasing) 기능은 시그마-델타 변조기 루프의 저역 통과 필터(3)에 의해 수행되며, 이를 위해 상기 필터는 전체적으로 또는 부분적으로 아날로그 성분으로 구성된다. 두개의 혼합기(2, 6)는 이른바 스위츠 변조기이며, 신호 변조는 캐리어 주파수 리듬에서 온 및 오프로 스위치되는 경우 실현된다. 복조가 발생하기 전에 변조 캐리어 신호(7)가 가산기(1)에 인가되는 것이 종래 기술의 수신기와 다르다. fc 및 fs 사이에서는 m.fs = n.fc 관계가 있으며, m 과 n 는 정수이다.
제2도는 제1도에 도시된 바와같이, 변조 캐리어 신호(7)가 인가되는 가산기(1), 혼합기/복조기(2), 저역 통과 필터(3) 및 십진 필터(5)를 구비하면서 단일 회로(8)에 펄스 형성기가 결합된 제2혼합기를 포함하는 것이 다른 수신기의 블럭 다이어그램을 도시한다. 상기 수신기에서 1비트 신호가 블랭크에 의해 분리된 양 및 음의 펄스로 구성된다면, 펄스 형성기 및 제2혼합기의 결합체를 회로(8)가 구비한후, 블랭크는 폐쇄 루프의 피드백 부분에 포함되있는 회로(도시되지 않음)에서 형성된다.
제3도는 펄스 형성기가 폐쇄 루프의 단일 회로(9) 전반부에 포함된 제2혼합기에 결합되며 상기 단일 회로의 출력은 캐리어 주파수 fc 로 구동된 제3혼합기에 접속되며 상기 혼합기는 단일 회로(10)의 디지탈 십진 필터에 결합되는 수신기의 블럭 다이어그램을 도시한다.
제4도는 제2의 1-비트 신호 컨버터를 구비하는 수신기의 블럭 다이어그램을 도시하며, 상기 수신기는, 변조 캐리어 신호(7)가 인가되는 가산기(1), 혼합기/복조기(2), 저역-통과 필터(3), 펄스 형성기(4), 제2혼합기(6), 주파수 fs3 로 구동된 십진 필터(5), 제2의 1-비트 신호 컨버터(가산기(11), 아날로그 저역-통과 필터(12) 및 펄스 형성기(13)로 구성되며 펄스 형성기(4)와 십진 필터(5) 사이에 삽입되는 주파수 fs2 로 구동되며, fs2 는 fs3 에 연관되며 fs3 는 캐리어 주파수 fc 에 더이상 연관되지 않는다. 제1의 1 -비트 신호 컨버터 다음 잡음 스펙트럼을 평활시키기 위해 저역-통과 필터가 추가로 펄스 형성기(4)와 가산기(11) 사이에 삽입된다.
제5도는 AM 신호용 직접 변환 수신기의 블럭 다이어그램을 도시한다. AM 신호(7)가 가산기(1), 혼합기/복조기(2)(상기예에서는 이전에 인용된 예와 반대임, 스위치 변조기가 아니라 사인 변조기임) 저역-통과 필터(3) 및 결합된 펄스 형성기/혼합기(8)을 구비한 1-비트 수신기에서 처리된 다음, 자동 이득 제어(AGC) 회로를 구비하는 RF 신호단(15)에 인가된다. 발진기(16)의 주파수는 캐리어 주파수 fc 로 고정된 위상 고정 루프(AFC 루프)에 의해 제어된다. 상기 다이어그램에서, AFC 루프는 혼합기(17), 저역-통과 필터(18) 및 주파수 분주기(19)로 형성된다. 캐리어 주파수 fc 의 우수배(2. n.fc)(n 정수)로 주파수가 발생하도록 발진기(16)가 선택된다면, 주파수 fc 를 갖는 동위상 신호는 주파수 분주기(19)로부터 혼합기(2)까지 인가되며 직각 신호는 혼합기(17)에 인가된다. 신호 컨버터(샘플율 컨버터)에 의해 작동되는 (저역-통과)디지탈 십진 필터(5)는 필요하다면 다르게 처리될 수 있는 디지탈 출력 신호를 발생한다. 상기 예에서, 주파수 fs 는 샘플율 2.n.fc 와 다른 고정된 값을 가진다. 왜냐하면 신호 컨버터(14)가 사용되기 때문이다.
500㎑에서 1㎒까지의 주파수 대역에서 AM 신호 복조용 샘플을 2.n. fc 의 실제값은 다음 방법으로 결정된다. 130㏈의 전체 동적 범위에서 30㏈ 이득을 발생하는 AGC 회로(15)와 6㎑의 3㏈ RF 대역폭(기저대용 3㎑)에서, 최적한 루프 필터와 100㏈ 신호/잡음비를 갖는 1-비트 수신기가 2.n.fc = 4fc (고려될 수 있는 AM 대역에서 2㎒ 내지 4㎒)에 대응하는, 즉 1.4㎒ 를 초과하는 샘플율을 충분히 가진다.
본 실시예의 목적이 기술되고 도시되었지만 한정되지 않는 것을 주지해야 한다. 예를들면 측정없이 AFC 대신에 본 발명에 따른 1-비트 수신기를 사용하는 것이 가능하다. 그 밖에 발진기는 주파수-발생 루프에 포함될 수 있다.
제6도는 40㎒ 와 1㎓ 사이의 주파수 대역에서 AM 신호용 베스티젤 측파대 수신기의 블럭 다이어그램을 도시한다. 또한 상기 예에서 AM 신호(7)는 자동 이득 제어 회로(AGC)를 구비한 RF 입력단(15)에 인가된다. 베스티젤 측파대 수신기에서, 동상 및 직각 신호는 본 발명에 따른 두개의 1-비트 수신기(가산기(1, 20), 혼합기/복조기(2, 21), 저역 통과 필터(3, 22), 결합된 펄스 형성기/혼합기(8, 23)를 포함)에서 복조된다. 두개의 1-비트 수신기중 1-비트 수신기중 1-비트 신호 컨버터에서 저역-통과 필터(3, 22)는 공지된 방법(예를들면, 네델란드왕국 특허출원 번호 제8801412호)으로 다상 결합된다. 진젤의 논문(전기 통신 48, 21-25(1973) 명칭 연속 비대칭 다상 회로망을 사용하는 단일 측파대 변조)은 저역 통과 필터 사이에서 다상 반-상호 결합이 필터의 유효 통과-대역으로 하여금 양의 주파수로 시프트되는 것을 기술한다. 주파수 분주기로부터 주파수 fc 를 갖는 동상 신호가 동상 브랜치의 혼합기/복조기(2)에 인가되여 주파수 fc 를 갖는 직각 신호가 직각 브랜치의 혼합기/복조기(21)에 동시에 인가된다. 주파수 분주기(19)는 주파수-설정 발진기(16)에서 나오는 주파수 fc 를 갖는 신호를 분주한다. 동상 및 직각 브랜치에서 제6도는 발진기(16)의 주파수 설정 루프에 포함된 저역-통과 필터(26)는 물론, 주파수 fc 로 구동되는 결합된 펄스 형성기/혼합기(8, 23) 다음에 삽입되는 신호 컨버터(14, 24) 및 디지탈 십진 필터(8, 23)를 도시한다. 채널 선택성을 제공하기 위해, 0㎐ 에 대한 비대칭 응답 곡선과 디지탈 십진 필터(5, 25)는 다상 상호 접속된다(도시되지 않음).
825㎒ 를 초과하는 샘플링 주파수용 신호 컨버터의 신호/잡음 비율은 92㏈ 의 일반적인 값을 가진다. 가장 높은 주파수 대역 fs 는 2.fc 와 동일하도록 선택될 수 있다. 20㏈ 의 무선 주파수 AGC 범위에서 상기 수신기의 동적 범위는 110㏈ 이다.
종래 기술의 베스티젤 측파대 AM 수신기의 문제점은 동상 및 직각 신호가 실질적으로 동등한 필요성에 의해 제기된다. 본 발명에 따른 1-비트 수신기의 사용에서, 불평등은 단지 가산기(1, 20)와 혼합기의 불평등에 기인된다. 예를들면, 위버(IRE 44 프로세스, 1703-1705(1956), 단일-측파대 신호의 발생 및 검출의 제3의 방법)에 따른 구조에서, 두 브랜치의 필터에서 불평등은 발생하지 않는다. 왜냐하면 두 브랜치에서의 선택성은 디지탈적으로 실현되기 때문이다(십진 필터에서, 주파수에 의존하지 않는 임의의 나머지 편차에서의 보정은 비교적 간단한 방법으로 이루어진다.
제7도는 FM 신호용 직각 수신기의 블럭 다이어그램을 도시한다. FM 신호(7)는 자동 이득 제어 회로(AGC)를 구비한 RF 입력단(15)에 인가된다. FM 수신기에서, 동상 및 직각 신호는 본 발명에 따른 두개의 1-비트 수신기에서 복조되며, 상기 수신기는 각각 가산기(1, 20), 혼합기/복조기(2, 21), 저역 통과 필터(3, 22), 및 결합된 펄스 형성기/혼합기(8, 23)(샘플링 주파수 n.fc(n 정수)로 구동됨)를 구비한다. 두개의 1-비트 수신기는 FM 수신기의 동상 및 직각 브랜치를 형성한다. 동상 및 직각 신호는 선택 페이딩으로부터 신호 왜곡을 방지하기 위해 주파수-복조뿐만 아니라 자동 평등에 사용된다. FM 신호의 주파수 변이는, 자동 조절 주파수 발생기(합성기)에서 인입한 고-주파수 신호를 분주하는 주파수 분주기(19)로부터 발생하는 동상 또는 직각 신호에 의해 동상 및 직각 브랜치(2, 21)에서 혼합기/복조기를 구동함으로써 실행된다. 디지탈 복조는 반 진데르데르렌 등등에 의해 CORDIC-BAS ED HIFI DIGITAL FM DEMODULATOR, ALGORITHM FOR COMPACT VSLI IMPLEMENTATION ELECTRONICS LETTERS 21, 1227-1229 (1985).에 기술된 바와같은 알고리즘에 따라 실행된다. 또한, 제7도는 결합된 펄스 형성기/혼합기(8, 23) 다음에 주파수 fs 로 구동되는 신호 컨버터(14, 12) 및 디지탈 십진 필터(5, 25)를 도시한다. 상기 컨버터 및 필터의 출력 신호는 상기 언급된 동상 및 직각 신호이다.
-150㎑ 로부터 +150㎑ 까지의 신호 대역, 30㏈ 고-주파수 자동 이득 제어 및 130㏈ 동적 범위에서, 샘플링 주파수 n.fc(n 정수) 및 fs 는 양쪽다 50㎒ 이상이다.

Claims (12)

  1. 캐리어 주파수 fc 로 구동되는 혼합기/복조기, 폐쇄 신호 루프에 포함된 최소한 하나의 가산기, 저역 통과 필터, 및 샘플링 주파수 fs 로 구동되고 시그마-델타(1-비트) 신호 컨버터는 물론 디지탈 십진 필터로 구성되는 펄스 형성기를 구비하는 변조 캐리어 신호 수신용 전자 수신기에 있어서, 신호 루프는 혼합기/복조기를 구비하여 변조 캐리어 신호는 가산기에 인가되고 상기 가산기의 출력 신호는 혼합기/복조기에 인가되며, 신호 루프는 주파수 fs 로 구동되는 제2혼합기를 구비하고, 상기 주파수 fs 및 fc 는 공통 배수를 갖는 것을 특징으로 하는 변조 캐리어 신호 수신용 전자 수신기.
  2. 제1항에 있어서, 상기 신호 루프는 자동 이득 제어(AGC)용 회로를 구비하고, 상기 회로는 캐리어 주파수 fc 를 갖는 1-비트 신호와 가변 펄스 높이 및 펄스폭을 발생하는 것을 특징으로 하는 변조 캐리어 신호 수신용 전자 수신기.
  3. 제1항 또는 2항에 있어서, 제2혼합기는 폐쇄 신호 루프의 피드백 부분에 포함되고 단일 회로의 펄스 형성기에 결합되는 것을 특징으로 하는 변조 캐리어 신호 수신용 전자 수신기.
  4. 제1항 또는 2항에 있어서, 제2혼합기는 폐쇄 루프의 전반부에 포함되고, 상기 수신기는 주파수 fc 로 구동되는 제3혼합기를 구비하며, 상기 제3혼합기의 입력은 제2혼합기의 출력에 접속되며, 제3의 출력은 디지탈 십진 필터에 접속되는 것을 특징으로 하는 변조 캐리어 신호 수신용 전자 수신기.
  5. 제4항에 있어서, 제3혼합기 및 디지탈 십진 필터는 단일 회로에 접속되는 것을 특징으로 하는 변조 캐리어 신호 수신용 전자 수신기.
  6. 제1항 또는 2항에 있어서, 상기 수신기는 입력이 제1의 1-비트 신호 컨버터의 출력에 접속되고 출력이 디지탈 십진 필터의 입력에 접속되는 제2의 1-비트 신호 컨버터를 구비하는 것을 특징으로 하는 변조 캐리어 신호 수신용 전자 수신기.
  7. 제1항 또는 2항에 있어서, 상기 수신기는 주파수가 위상 고정 루프의 캐리어 주파수 fc 에 링크된 발진기를 구비하며, 상기 루프는 저역 통과 필터와 캐리어 주파수 fc 로 구동된 최소한 하나의 혼합기를 포함한 발진기를 구비하는 것을 특징으로 하는 변조 캐리어 신호 수신용 전자 수신기.
  8. 제7항에 있어서, 샘플링 주파수 fs 는 캐리어 주파수 fc 의 우수 배수이며, 위상 고정 루프는 주파수 분주기를 구비하며, 상기 주파수 분주기는 혼합기/복조기에 접속된 동상 출력과, 위상 고정 루프내 혼합기에 접속된 각각 출력을 갖는 것을 특징으로 하는 변조 캐리어 신호 수신용 전자 수신기.
  9. 제6항에 청구된 바와같은 수신기로 구성된 두개의 병렬 신호 처리 브랜치를 구비하는 변조 캐리어 신호 수신용 전자 수신기에 있어서, 두 브랜치에서 1-비트 신호 컨버터의 저역-통과 필터는 다상 결합되는 것을 특징으로 하는 변조 캐리어 신호 수신용 전자 수신기.
  10. 제9항에 있어서, 디지탈 십진 필터는 다상 접속되는 것을 특징으로 하는 변조 캐리어 신호 수신용 전자 수신기.
  11. 제10항에 있어서, 디지탈 십진 필터는 감소 대역 통과 및 샘플링 주파수를 갖는 필터의 직렬 결합으로 구성되며, 한 신호 처리 브랜치로부터 최하의 주파수에 대한 하나 이상 필터는 다른 신호 처리 브랜치로부터 대응 주파수에 대한 하나 이상의 필터에 다상 접속되는 것을 특징으로 하는 변조 캐리어 신호 수신용 전자 수신기.
  12. 제6항에 청구된 바와같은 수신기로 구성된 두개의 병렬 신호 처리 브랜치를 구비하는 변조 캐리어 신호 수신용 전자 수신기에 있어서, 상기 브랜치는 캐리어 주파수 fc 를 갖는 신호에 의해 접속되고, 상기 신호는 두 브랜치중 한 브랜치의 혼합기/복조기에 인가되며, 90° 위상 신호는 다른 브랜치의 혼합기/복조기에 인가되는 것을 특징으로 하는 변조 캐리어 신호 수신용 전자 수신기.
KR1019910009619A 1990-06-15 1991-06-12 변조 캐리어 신호 수신용 전자 수신기 KR100201745B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
NL9001359 1990-06-15
NL9001359A NL9001359A (nl) 1990-06-15 1990-06-15 Elektronische inrichting voor het ontvangen van een gemoduleerd draaggolfsignaal.

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR920001870A KR920001870A (ko) 1992-01-30
KR100201745B1 true KR100201745B1 (ko) 1999-06-15

Family

ID=19857251

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1019910009619A KR100201745B1 (ko) 1990-06-15 1991-06-12 변조 캐리어 신호 수신용 전자 수신기

Country Status (8)

Country Link
US (1) US5157343A (ko)
EP (1) EP0461720B1 (ko)
JP (1) JP3171606B2 (ko)
KR (1) KR100201745B1 (ko)
AU (1) AU649449B2 (ko)
DE (1) DE69107247T2 (ko)
FI (1) FI102991B1 (ko)
NL (1) NL9001359A (ko)

Families Citing this family (31)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO1994005087A1 (en) * 1992-08-25 1994-03-03 Wireless Access, Inc. A direct conversion receiver for multiple protocols
KR100296832B1 (ko) * 1992-11-13 2001-10-24 요트.게.아. 롤페즈 이산시간신호처리시스템
US5459432A (en) * 1993-07-22 1995-10-17 Rockwell International Corporation Use of a chopper and a sigma-delta modulator for downconverting and digitizing an analog signal including information modulated by a carrier
FI107855B (fi) * 1993-09-10 2001-10-15 Nokia Mobile Phones Ltd Vt-signaalin demodulointi sigma-delta-muuntimella
FR2731853B1 (fr) * 1995-03-17 1997-06-06 Valeo Electronique Procede et dispositif de demodulation par echantillonnage, notamment pour systeme d'alarme de vehicule automobile
GB2304243B (en) * 1995-08-04 2000-03-15 Nokia Mobile Phones Ltd Analogue to digital and digital to analogue converters
US5828955A (en) * 1995-08-30 1998-10-27 Rockwell Semiconductor Systems, Inc. Near direct conversion receiver and method for equalizing amplitude and phase therein
SE507373C2 (sv) * 1996-09-06 1998-05-18 Ericsson Telefon Ab L M Anordning och metod för pulsformning och effektförstärkning
US6205219B1 (en) * 1998-02-24 2001-03-20 Lucent Technologies, Inc. Call related information reception using sigma/delta modulation
US7024221B2 (en) * 2001-01-12 2006-04-04 Silicon Laboratories Inc. Notch filter for DC offset reduction in radio-frequency apparatus and associated methods
US7092675B2 (en) 1998-05-29 2006-08-15 Silicon Laboratories Apparatus and methods for generating radio frequencies in communication circuitry using multiple control signals
US7242912B2 (en) 1998-05-29 2007-07-10 Silicon Laboratories Inc. Partitioning of radio-frequency apparatus
US6993314B2 (en) 1998-05-29 2006-01-31 Silicon Laboratories Inc. Apparatus for generating multiple radio frequencies in communication circuitry and associated methods
US6804497B2 (en) 2001-01-12 2004-10-12 Silicon Laboratories, Inc. Partitioned radio-frequency apparatus and associated methods
US7221921B2 (en) 1998-05-29 2007-05-22 Silicon Laboratories Partitioning of radio-frequency apparatus
US7228109B2 (en) * 2001-01-12 2007-06-05 Silicon Laboratories Inc. DC offset reduction in radio-frequency apparatus and associated methods
US7035607B2 (en) 1998-05-29 2006-04-25 Silicon Laboratories Inc. Systems and methods for providing an adjustable reference signal to RF circuitry
US6970717B2 (en) 2001-01-12 2005-11-29 Silicon Laboratories Inc. Digital architecture for radio-frequency apparatus and associated methods
US6121910A (en) * 1998-07-17 2000-09-19 The Trustees Of Columbia University In The City Of New York Frequency translating sigma-delta modulator
US6903617B2 (en) 2000-05-25 2005-06-07 Silicon Laboratories Inc. Method and apparatus for synthesizing high-frequency signals for wireless communications
US7035611B2 (en) * 2001-01-12 2006-04-25 Silicon Laboratories Inc. Apparatus and method for front-end circuitry in radio-frequency apparatus
US7031683B2 (en) * 2001-01-12 2006-04-18 Silicon Laboratories Inc. Apparatus and methods for calibrating signal-processing circuitry
US7177610B2 (en) * 2001-01-12 2007-02-13 Silicon Laboratories Inc. Calibrated low-noise current and voltage references and associated methods
US7138858B2 (en) 2001-01-12 2006-11-21 Silicon Laboratories, Inc. Apparatus and methods for output buffer circuitry with constant output power in radio-frequency circuitry
US20030232613A1 (en) * 2001-01-12 2003-12-18 Kerth Donald A. Quadrature signal generation in radio-frequency apparatus and associated methods
US7158574B2 (en) * 2001-01-12 2007-01-02 Silicon Laboratories Inc. Digital interface in radio-frequency apparatus and associated methods
US7248628B2 (en) * 2001-03-02 2007-07-24 Shaeffer Derek K Method and apparatus for a programmable filter
EP1486079B1 (en) * 2002-03-15 2015-12-30 Silicon Laboratories Inc. Radio-frequency apparatus
FR2861931B1 (fr) * 2003-10-30 2006-03-03 St Microelectronics Sa Demodulateur numerique a faible frequence d'echantillonnage
US8139160B2 (en) * 2006-10-25 2012-03-20 Mstar Semiconductor, Inc. Television tuner with double quadrature mixing architecture
JP6080664B2 (ja) * 2013-04-11 2017-02-15 有限会社ガリュー 掘削ガン

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
NL102622C (ko) * 1953-12-31
NL7801909A (nl) * 1978-02-21 1979-08-23 Philips Nv Inrichting voor het decoderen van een met adap- tieve deltamodulatie gecodeerd signaal.
NL8801412A (nl) * 1988-06-02 1990-01-02 Philips Nv Asymmetrisch polyfase filter.
US5003621A (en) * 1989-11-02 1991-03-26 Motorola, Inc. Direct conversion FM receiver

Also Published As

Publication number Publication date
FI912832A0 (fi) 1991-06-12
JP3171606B2 (ja) 2001-05-28
DE69107247T2 (de) 1995-09-07
JPH04233358A (ja) 1992-08-21
EP0461720A1 (en) 1991-12-18
FI102991B (fi) 1999-03-31
US5157343A (en) 1992-10-20
FI102991B1 (fi) 1999-03-31
DE69107247D1 (de) 1995-03-23
EP0461720B1 (en) 1995-02-08
KR920001870A (ko) 1992-01-30
AU7840291A (en) 1991-12-19
FI912832A (fi) 1991-12-16
AU649449B2 (en) 1994-05-26
NL9001359A (nl) 1992-01-02

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100201745B1 (ko) 변조 캐리어 신호 수신용 전자 수신기
JP3793243B2 (ja) 直接変換受信機
JP3647894B2 (ja) アナログオーバーサンプリングを用いて信号帯域幅を増大する中間周波数ｆｍ受信機
US5734683A (en) Demodulation of an intermediate frequency signal by a sigma-delta converter
US6192225B1 (en) Direct conversion receiver
KR100780117B1 (ko) 각도 변조 ｒｆ 신호 수신기
EP0935851B1 (en) A digital communication device and a mixer
WO2004079924A2 (en) Tuner for radio frequency receivers and associated method
JPH0691477B2 (ja) Ｒｆ同調回路
NZ202844A (en) Fm demodulator:quadrature channel zero if with automatic frequency control
EP0999645A1 (en) Data converter
JPH01135223A (ja) 周波数差検出器
US20090098848A1 (en) Modulated if receiver and method
US6249559B1 (en) Digital frequency phase locked loop (FPLL) for vestigial sideband (VSB) modulation transmission system
US5586147A (en) Demodulation method using quadrature modulation
JP2003527795A (ja) 角度変調信号の受信デバイス
US6985541B1 (en) FM demodulator for a low IF receiver
US4658423A (en) FM-stereo receiver
RU2136115C1 (ru) Устройство демодуляции многопозиционных сигналов
Xue et al. A new method of an IF I/Q demodulator for narrowband signals
KR100224104B1 (ko) 주파수 하강변환장치 및 방법
JPH0629746A (ja) 周波数トラッキング装置
KR20010041140A (ko) 무선 주파수 신호의 전송 회로, 무선전화 장치 및 주파수변환기
JP3596973B2 (ja) 直接変換ａｍ受信機
JPS61139105A (ja) Ａｍ・ｆｍ復調回路

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
LAPS Lapse due to unpaid annual fee