JPS58154980A - 信号処理装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明に関連する技術分野〕 この発明はデジタル信号処理技法によりベースバンド情
報信号を処理するデジタル受信機に関する。この受信機
の１例がデジタルテレビ受像機である０ 〔従来技術〕 デジタル回路の進歩により、テレビ受像機にデジタル回
路を用いてベースバンド映像信号を処理し得るようにな
った０通常の無線周波数（ＲＦ）と中間周波数（工Ｆ）
の回路を用いて復調ベースバンド映像信号と音声中間周
波数信号を生成し、そのベースバンド映像信号をエーリ
アシング防止闘波器で低域濾波し、アナログ・デジタル
ＣＡＤ）変換器でデジタル形式に変換することが想定さ
れる。エーリアシング防止濾波器はベースバンド映像信
号を帯域制限して変換中にサンプリングされた周波数が
重なるのを防ぐ。このデジタル化された映像信号をデジ
タル的に処理して赤、緑、青の色情報信号を表わすデジ
タル信号を生成し、この信号をアナログ形式に変換し、
低域濾波して映像管駆動回路に供給する。音声工Ｆ信号
はアナログペースバンド映像信号から分離し、濾波した
後第２のＡＤ変換器に印加してデジタル化する。このデ
ジタル化した音声工Ｆ信号をデジタル的に処理復調して
パルス幅変調されたパルス列を生成し、これを低域濾波
して音声信号を回復する。

上述の装置は一般にデジタルテレビ受像機と呼ぶが、テ
レビジョン信号処理回路全部がデジタル式ではなく、通
常のアナログＲＦおよび１２回路を用いてアナログエＦ
信号を生成し、これをデジタル化する前にベースバンド
信号に復調する。理想的にはデジタルテレビ受像機は放
送ＲＦ倍信号受信してこれを直ちにデジタル化する必要
があるが、現在の技術ではこのような変換をテレビ受像
機内で行うことはできない。この信号を忠実に符号化す
るには、　ＲＦ倍信号１．６’ＧＨｚ以上のナイキスト
周波数でサンプリングして符号することを要するが、こ
のように高いサンプリング周波数は残念ながら経済的技
法の可能性を脱している。

直接ＲＦ信号符号化に対する妥協はＲＦ倍信号ヘテロダ
イン処理して直接デジタル符号化し得るさらに低周波数
の信号にすることである。米国のテレビ受像機では、Ｒ
Ｆ倍信号ヘテロダイン処理して約４１ＭＨｚないし４６
．５ＭＨｚに跨がるＩＰ倍信号するが１、ＴＩＦ信号の
符号化には少なくとも９３ＭＨ２のナイキスト周波数サ
ンプリング信号を要し、これがまた今日の技術では得ら
れない。従って提案されたデジタルテレビジョン方式で
はＩＦ倍信号効率よく経済的にデジタル信号サンプルに
変換し得るベースバンド周波数範囲に復調している。

従ってデジタル符号化前のＲＦテレビジョン信号ノヘー
スバンド周波数への変換にヘテロダイ／処理段階の一方
または両方を用いずにテレビジョン信号をデジタル符号
化し得ることが望ましい。

〔発明の開示〕

この発明の特徴によれば、与えられた周波数帯域に亘っ
て信号情報により変調されたアナログ搬送波信号をその
サンプリングのためのナイキスト規準を満足しないがデ
ジタル符号化信号から回復すべき情報の周波数帯域のサ
ンプリングのためナイキスト規準は満足する周波数でサ
ンプリングしてデジタル符号化する。

この発明の特殊特徴によれば、そのアナログ搬送波信号
がテレビ受像機におけるテレビジョンエア信号を含み、
そのテレビジョン信号信号が直接ＡＤ変換器に印加され
てデジタル符号化される。このサンプリングと符号化を
終った信号がデジタル信号処理回路で処理されて変調さ
れた音声および映像の情報を含むようになる。デジタル
化後そのデジタル音声情報は映像情報と分離されて処理
され、デジタル的に復調される。これによって音声信号
用の別のＡＤ変換器と別のアナログ音声１７回路の必要
がなくなる。

この発明の他の特徴によれば、工Ｆ画像搬送波の周波数
を色副搬送波周波数の倍数に選ぶ。これによって信号の
再サンプリングと内挿の必要がなくなり、色信号処理が
簡単になる。

この発明のさらに他の特徴によれば、工Ｆ画像搬送波の
位相が水平同期信号と同相に制御され、これによってさ
らに色信号処理が容易になる。

〔発明の実施例〕

第１図はテレビ受像機の信号処理部を示す。ＲＦ倍信号
アンテナ８で受信されて同調器モジュールｌＯのＲＦ回
路１２に印加される。このＲＦ回路１２は周波数選択増
幅回路を含み、これがＲＦ倍信号増幅して第１検波器す
なわち混合器１４の一方の入力に印加する０同調器モジ
ユール内のチャンネル選択回路２２Ｆｉ選択されたチャ
ンネルに対応するデジタル信号を生成し、このデジタル
信号によって位相固定ループ２０が制御されて粗同調電
圧Ｖ。Ｔを生成し、これによって局部発振器１６が制゛
御されてその周波数が水晶２１で示す水晶発振器により
生成される基準周波数とチャンネル番号で決まる比例関
係をとるようになる。電圧Ｖ。、はスイッチ２４ＶＣよ
りＲＦ回路１２と局部発振器１６の入力に供給される。

ＲＴ回路１２に印加された同調電圧ＶＴｔ／ｉ周波数選
択回路の選ばれたテレビジョンチャンネルに対する同調
を局部発振器１６の周波数との追跡関係に調節する。局
部発振器１６は選ばれたテレビジョンチャンネルのＲＦ
倍信号特定の工Ｆ帯域にヘテロダイン処理する混合器１
４に０発振器号を供給する０粗同調電圧Ｖ。、により局
部発振器が所要チャンネルの受信のため同調されると、
スイッチ２４の切換えにより受信が維持され、局部発振
器１６が微同調電圧ｖＦＴで制御されるようになる。こ
の形式の同調方式は米国特許第４０３１５４９号明細書
に詳述されている。

混合器１４の生成するテレビジョン中間周波数（工Ｆ）
の信号はＩＦｌｌｉ波器３０に印加される。このＩＦ濾
波器３０は選ばれたテレビジョンチャンネルの工Ｆ信号
に対する応答特性を整形する０このＩＦ濾波器３０の出
力の応答特性を第２図に示す（下達する）。

工Ｆ通過帯域の上下限外の信号はこの工Ｆ濾波器により
減幅される。

ＩＦｉ波器を通過したＩＰ倍信号ＩＦ増幅器４０に印加
され、ここで利得制御電圧ｖＡＧ　Ｃに応じて増幅（ま
たは減幅）される。増幅されたＩＰ倍信号さらに搬送波
基準信号抽出回路５２に印加されて画像搬送波信号を表
わす信号を生成すると共に、ピーク検波器４２およびデ
ジタル化用のＡＤ変換器５０に印加される。ＡＤ変換器
５０はサンプリング信号Ｎｆ８ｏ／Ｍ　　に応じて工Ｆ
信号をサンプリングして例えば８ビツトのデジタル映像
信号を発生する。第１図ではこの多ビツトデジタル信号
が例えばＡＤ変換器５０の出力として広幅線で示されて
いる。このデジタル信号には映像音声の画情報が含まれ
ている０ このデジタル信号はデジタル映像信号処理回路６０とデ
ジタルピーク検波器４４に印加される０デジタル映像信
号処理回路６０は画像情報を分離処理して赤、緑、青の
デジタル色信号を生成する。この回路６０に適するデジ
タル映像信号処理回路は１９８１年８月３１日付米国特
許願第２９”５５６号明細書に図示説明されている。上
記色信号はデジタル・アナログ（ＤＡ）変換器６２に印
加されてアナログ形式に変換され、低域濾波器６４．６
６、６Ｂにそれぞれ印加される。この濾波器６４．６６
．６８はアナログ信号から無用の高周波数成分を除去し
て映像管で表示されるＲ％Ｇ、Ｂの色信号を生成する０ デジタル映像信号処理回路６０の音声および同期信号情
報を含むデジタル信号はデジタル帯域濾波器’１０とデ
ジタル同期信号処理回路８０の各入力にも印加される。

デジタル帯域濾波器ツ０は音声搬送波近傍のデジタル音
声情報をデジタル音声検波器グ２に通過させ、そのデジ
タル音声検波器は音声情報を検知してそれを表わす例え
ばパルス幅変調信号を生成する。この信号は低域濾波器
フ４で濾波されて次に再生される音声情報を回復する。

デジタル同期信号処理回路８０は水平垂直の同期信号を
抽出分離して、テレビ受像機内の偏向回路（図示せず）
に供給する水平垂直周波数のパルス列を生成する。デジ
タル同期信号処理回路はまた水平同期信号周波数ｆＨの
ｎ倍の周波数を持ち、水平同期信号と実質的に一定の位
相関係を有する信号を生成する。この信号ｎ　ｆＨＶｉ
油抽出れた画像搬送波信号を表わす信号を搬送波基準信
号抽出器５２から受ける位相検波器９０の他の入力に印
加される。

位相検波器９０はこの２つの信号の位相を比較して制御
信号を発生し、この信号が濾波器９２で濾波されて同調
器モジュールのスイッチ２４に微同調電圧ｖＦＴとして
印加される。この微同調電圧ｖＦＴは局部発振器１６を
制御して工Ｆ画像搬送波を水平同期信号と実質的に一定
の位相関係に維持する。

デジタルピーク検波器４４のデジタル出力はピーク検波
器４２のアナログ出力と組合せ回路４６で組合される。

この組合せ回路４６の出力はアナログの自動利得制御電
圧ｖＡＧ　Ｏで、ＩＦ増幅器４０の利得を制御してその
出力レベルを（下達のように）一定に保つ０ この発明の特徴により、ＡＤ変換器５０は変調工Ｆ信号
の情報を第２の（映像）検波器を要せずして直接ベース
バンド信号処理に適するデジタル信号サンプルに変換す
る。搬送波基準信号抽出回路５２はＩＦ信号受信用の入
力を有し、画像搬送波と周波数相等しく位相関係が実質
的に一定の信号を生成する。この抽出回路５２で生成す
る信号は画像搬送波信号に対して９０°遅相関係にある
ことが望ましい。

この抽出信号はＭ分周回路５４で分周されてＡＤ変換器
５０のサンプリング信号となる。搬送波基準信号抽出器
５２は例えばＩＰ’画像搬送波周波数に同調した周波数
選択回路と９０°移相器または位相固定ループ回路と工
Ｆ画像搬送波と同一周波数でそれと直角位相関係の発振
信号を生成する９０’移相器で構成することができる。

この発振信号はさらに所要のサンプリング周波数まで分
周される。ＡＤ変換器５０はこのサンプリング信号に応
じてアナログエＦ信号をサンプリンブレ、このサンプル
をサンプリング信号周波数でデジタルワードに変換する
。

ＡＤ変換器５０は回復すべき情報の帯域幅に対するナイ
キスト規準に合う周波数でアナログ信号ヲサンプリング
することを要する。このナイキスト規準に合わなければ
、信号サンプルの周波数スペクトルに互いに重なる（エ
ーリアシングを生ずる）周波数帯域を含むようになシ、
このエーリアシング成分が同じ周波数のもとの成分とヌ
質的に異ることがある。このエーリアシングが起ると、
このサンプルから所要の情報を回復しようとしてもその
スペクトルの重畳部による歪を生じ、この歪が回復され
た信号を濾波しても除去できないことがある。

第１図の回路では別にエーリアシング防止用の濾波器を
設ける必要はなく、ＩＦＦ波器３ｏの帯竣制限性に依存
してエーリアシングが防止される０回復すべきテレビジ
ョン信号情報は画像搬送波周波数が４５．’７５　ＭＨ
ｚのとき通常４０．７５　ＭＨ２がら４６．５ＭＨ２ま
での間にある。映像信号は画像搬送波の近傍（±０．’
７５ＭＨｚ　）にある２重側波帯信号で、　ＩＰ通過帯
域特性の痕跡的傾斜の上にある。従って映像情報はすべ
て音声搬送波も含む４０．’７５　ＭＨ２から４５．’
７５ＭＨ２までの（工Ｆ帯域幅５．０ＭＨ２の）間に含
まれる。

この帯域幅ａ、ＯＭＨｚでナイキスト規準に合わすため
Ｋｔｆ、ベースバンド情報信号に対するサンプリング信
号周波数が少なくともｌｏ、ＯＭＨ２でなければならな
い。

他の１例として第１図のＩＦｇＦ器３ｏのＩＦ通通過帯
持特性考えると、これは画像搬送波周波数が４２．９５
　ＭＨｚのとき約３’７．９５　ＭＨｚから４３．’７
ＭＨｚまで拡がっている。との工Ｆ応答特性はまた第２
図にも示されている０第２図の４２．９５　ＭＨ２のＩ
ＦＦ像搬送波周波数を搬送波周波数抽出器５２で抽出し
てＭ分号を１０，７３７５ＭＨ２のサンプリング信号に
ょシ符号化すると、第３図に示す理想化周波数スペクト
ルが得られる。この符号化処理により最初の通過帯域が
複製され、サンプリング信号周波数の倍数の周波数の両
側に分布した新しい周波数位置に移される。このサンプ
リング信号の高調波成分から生じた最初の通過帯域１０
０の複製の１つが０から５ＭＨ２まで拡がる通過帯域１
０２として図示されている。この通過帯域１０２は第４
図に拡大図示されているが、３．５８　ＭＨｚの色副搬
送波周波数と４．５ＭＨ２の音声搬送波を含むことが判
る。次のさらに高い周波数帯域は約５．′７４ＭＨ２に
始まり、約７４０　ＫＨｚだけ下側の周波数帯域から離
れている。すなわちこの両複製通過帯域には重畳部がな
く、従ってエーリアシングを生じないことが判る。

第３図では複製された通過帯域がサンプリング周波数の
倍数すなわち１０．’７４　ＭＨ２、２１，４８ＭＨ２
。

３２．２２　ＭＨ２、４２，９５ＭＨ２等の近傍で明ら
かに重畳していることが判る。しかしこれらの重畳部分
はエーリアシングを構成せず、映像情報の両側波帯変調
領域の重なりとなる。°この重なりは画像搬送波周波数
を中心とするから、この画像搬送波周波数の両側の両側
波帯成分が効果的に組合されて互いに強め合い、各通過
帯域の両側波帯部分はこの重畳方式でデジタル的に再構
成される。

１０、’７４　ＭＨｚのサンプリング信号周波数１ｔｉ
３ｑ、９５ＭＨｚないし４３．’７ＭＨ２の工Ｆ信号周
波数においてナイキスト規準を満足しないことに注意す
べきである。

これはデジタル的に回復すべき１１周波数ではないから
、この発明の原理によれば許容し得るものであり、その
代シ５．（１ＭＨｚ帯域に含まれているのがこれらの信
号の変調によシ表される情報である。

１０、’７４　ＭＨ２のサンプリング周波数は５．０Ｍ
Ｈｚの通過帯域に含まれる情報をサンプリングし、回復
するためのナイキスト規準を満足すると思われる。

符号化処理中の信号のエーリアシングは１７ｇ波器で３
’７．９５　ＭＨｚ以下の信号成分を消去することにょ
シ防止される。

第３図のベースバンド範囲よシ上のさらに高い周波数の
各通過帯域の信号成分はデジタル符号化された信号サン
プルに含まれるが、信号の処理に悪影響を及ぼすことは
ない。これらの高周波数成分はＤＡ変換器６２の応答特
性により減幅される上、そのＤＡ変換器６２の出力に結
合された低域濾波器６４、ｆ１６、ｆ１８およびデジタ
ル音声検波器す２に付随する低域濾波器１７４ＶＣよっ
てさらに減幅される。

テレビジョン信号信号をサンプリングして符号化する変
換処理は本質的に周波数変換の線形処理であるから、符
号化された通過帯域は音声搬送波を含むことができる。

ダイオード検波器のような他の周波数変換回路は非線形
で、音声搬送波と画像副搬送波周波数の無用の相互変調
生成物を生成することがある。従ってＡＤ変換処理のＪ
練性により音声情報をＡＤ変換器５０で同時に符号化す
ることができ、このようにしてＡＤ変換器５０により全
テレビジョン信号をデジタル符号化することができる。

この発明の変換法はテレビジョン信号信号をベースバン
ド映像情報を表わすデジタル信号サンプルに直接符号化
するもので、あらゆる画像搬送波周波数ト、ベースバン
ドテレビジョン情報の帯域幅に対するナイキスト規準を
満足するあらゆるサンプリング周波数に適用することが
できる。例えば米国では通常のＮＴＳＣ方式のＩＦ画像
搬送波周波数が４５．１７５　ＭＨ２であるから、抽出
した搬送波周波数をＭ分周回路５４でｌ／４（Ｍ＝　４
　）に分周すると、ＡＤ変換器５０に対するサンプリン
グ信号周波数は１１．４３’７５ＭＨｚになる０このサ
ンプリング周波数は、共に約５　ＭＨ２の帯域幅を持ち
、従って少なくともＩＯＭＨ２のサンプリング信号周波
数を要する音声画像の両端軸を符号化するだめのナイキ
スト規準を満足すると同時に、また約４．２ＭＨ２の帯
域幅を持つテレビジョン信号の映像情報だけを符号化す
るためのナイキスト規準も満足する０ しかし工Ｆ信号を１１．４３’ｉ’５　ＭＨｚの周波数
でサンプリングすると、色信号の各バースト期間相互間
で色信号成分がカラーバースト信号と異なる位相でサン
プリングされる。すなわち色信号はバースト信号の期間
に対して１１２．６６°ごとにサンプリングされる０色
信号のあるバースト期間をバースト位相に対して０°、
１１２．６６°、２２５　、３°および３３８°でサン
プリングすると、次の色信号の期間はバースト位相に対
して９０６６°、２０３°および３１６°でサンプリン
グする０この色信号の復調角の変化により、色信号を復
調混合して色信号Ｒ，Ｇ％　Ｂを生成する前に、分離さ
れた色信号サンプルに内挿を行って所要の混色信号（例
えば工、ＱまたはＲ−Ｙ、Ｂ−Ｙ）の位相のサンプルを
生成する必要が生ずる０この発明のさらに他の特徴によ
り、第１図の実施例のテレビジョン１２画像搬送波周波
数がカラーバースト信号周波数の倍数に選ばれている。

これにより複雑な内挿の必要なくサブサンプリング（す
なわちＡＤ変換器のサンプリング信号周波数より低い周
波数で若干のサンプルを選ぶ−こと）により映像信号の
色信号成分の復調ができる。従ってデジタル映像信号処
理回路の複雑さも少なくなる。

第１図の回路において局部発振器の周波数１ＪＲＦ画像
搬送波がカラミバースト信号の周波数の１２倍の４２，
９５４５４ＭＨ２の１２周波数に変換されるように選ぶ
。従って色副搬送波のＩＰ高周波数３１３１４９９５Ｍ
Ｈ２となり、音声搬送波は３８．４５４５４ＭＨｚに移
動する。

カラーバースト信号の１サイクルだけ振幅変調された４
２．９５４５４ＭＨ２の工Ｆ画像搬送波を第５ｂ図に示
すが、これによると画像搬送波信号１０Ｂが理想化され
たバースト信号包絡線１１０より画像搬送波の９０°だ
け進相して、画像搬送波のピークが・く−スト信号包絡
線の００点に生ずるようになっている（説明の便宜上、
　ＩＦ画像搬送波１０Ｂの変調の深さを通常の場合より
大きくし、音声搬送波の効果をなくした）。

第５ｂ図の画像搬送波を抽出器５２で工Ｆ信号から抽出
してｌ／４（Ｍ−４）に分周すると、第５ａ図のサンプ
リング信号波形１１２で示すような１０．７４　ＭＨ２
のサンプリング信号ができる。このサンプリング信号は
Ｎ１８８７Ｍの形のもので、ここでｆＢＣは３．５’７
９５４５ＭＨｚの色副搬送波周波数、Ｎは１２、Ｍは４
である。

サンプリング信号１１２はその正遷移のたびにサンプリ
ングを行うことによシ、カラーバースト信号に対して０
０，１２０°、２４０°で生ずる画像搬送波のピークに
おいて１Ｆ信号をサンプリングするが、ＮＴＳＣ方式で
は水平線周波数の１／２と色副搬送波周波数の間に奇数
倍関係があるため、第’ａｂ図に示すものと次のａにお
いて時間的に同じ点のバースト信号は６０°、１８０°
、３００°でサンプリングされる。このようにサンプル
が垂直方向に有効的に介在し合うため、デジタル映像信
号処理回路６０で輝度信号とクロミナンス信号の分離に
用いられる櫛型濾波がさらに複雑になる０各サンプルを
垂直方向に整列させるとこの問題が緩和されるが、これ
は例えば米国特許第３９４６４３２号明細書記載のよう
な水平同期信号に応動するスイッチにより各水平線間で
サンプリング信号１１２の位相を反転させることにより
達せられる。

分離した色信号サンプルの色復調は、第５ａ図の１０、
’７４　ＭＨｚサンプリング信号で生成したときは比較
的簡単である。色副搬送波の００のサンプルを−（Ｒ−
Ｙ）の混色信号軸に合せ、この混色信号をサブサンプリ
ングにより回復すればよい。９０°における−（Ｂ−Ｙ
）混色信号軸は０°と１２０°における第１サンプルと
第２サンプルの間隔の３／４で、この２サンプルの値の
内挿により回復することができる。

この装置の設計者がさらに高い４倍副搬送波すンプリン
グ方式のデータ周波数を受入れる積りであれば、との内
挿をなくすることもできる。この場合Ｍ分周回路５４を
調節して抽出された副搬送波信号をｚ／ｓに分周し、Ｎ
１８８７Ｍが”　ｓｃすなわち約１４．３２　ＭＨｚに
なるようにする。第５ｂ図の搬送波信号１０Ｂをｌ／３
に分周すると、第５Ｃ図の波形１１４で示すようなサン
プリング信号が得られる。第５Ｃ図の正遷移によシ第５
ｂ図のＩＦ倍信号カラーバースト信号包絡線１１０に対
してＯｏ、９０’、１８０°、２１０°でサンプリング
され、これらの位相角の各サンプルは直接櫛型濾波器で
組合せて輝度信号とクロミナンス信号を分離し得るもの
で、それぞれ混色信号−（Ｒ−ｙ）、−（Ｂ−ｙ）、（
Ｒ−ｙ）、（Ｂ−Ｙ）の軸に直接対応する。従って櫛型
濾波で生成されるクロミナンス信号は内挿を要せず、サ
ブサンプリングにより直ちに復調することができる。

受像機の設計によっては色副搬送波周波数の倍数である
他の工Ｆ画像搬送波周波数が望ましいこともある。例え
ば工Ｆ画像搬送波周波数が色副搬送波周波数の１６倍す
なわち５７．ｓ＋＋ｙ２７２ＭＨｚであれば、Ｍ分周回
路５４を調節して抽出した画像搬送波を１／４に分周し
て好都合なサンプリング信号周波数１４．３２ＭＨｚす
なわち色副搬送波周波数の４倍を得るようにすればよい
。この５”、２’７２グ２ＭＨｚの工Ｆ画像搬送波信号
周波数は、日本の通常のＩＦ画像搬送波周波数が５８．
’ｙ５　ＭＨｚ　テ、色副搬送波周波数が３．５’７９
５４５ＭＨ２のため、日本のＮＴＳＯ型受像機には望ま
しいと言える。

映像信号と第５ｂ図のＩＦ画像搬送波との間に所要の整
相を維持するには、ＩＦ画像搬送波の位相を制御する必
要があるが、これは第１図の実施例では位相検波器９０
と濾波器９２によって行われる。位相検波器９０Ｆｉ搬
送波基準信号抽出器５２によシ抽出されたＩＰ画像搬送
波を表わす信号の位相を水平同期信号周波数の倍数の信
号ｎｆＨと比較する。例えば抽出された画像搬送波信号
の周波数を分周器によりｎｆＨの周波数まで分周しても
よい。要すればこの分周の一部または全部を適当ならＭ
分周回路により行うこともできる。ｎｆＨ信号はデジタ
ル信号処理回路８０内または受像機のデジタル信号処理
部の外部でまず水平同期信号を検知することにより生成
することができる。インターメタル・セミコンダクター
ズ（工ｎｔｅｒｍｅｔａｌｌ　Ｓｅｍ１ｃｏｎａｕｃｔ
ｏｒｓ）のパンフレット［ｖＬＳ■デジタルテレビジョ
ン方式の新寸法（Ａ　＃ｅｗ　Ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ−Ｖ
ＬＳＩＤｉｇｉｔａｌ　ＴＶ　５ｙ５−ｆ”２１　（１
９８１年９月発行）　Ｋ　ＭＡＡ２５００型デジタル偏
向制御ユニットとして掲載されたデジタル偏向方式は、
デジタル合成映像信号から水平周波数信号ｆＨを生成す
る構成を示している。

またピーク検波器４２と同様の通常のピーク検波器と同
期分離器を用いてアナログＩＰ信号の水平同期信号成分
子Ｈのピーク検波と分離を行うこともできる０この水平
周波数ｆＨの信号は米国特許第４２４４０２ワ号明細書
記載のようなデジタル周波数増倍器に印加されてｎｆａ
信号を生ずる。位相検波器９０の２人力信号はこの場合
同じ周波数で、その位相を直接比較することができる。

この比較結果を表わす信号を濾波器９２で濾波して制御
電圧ＶＦＴを生成し、これを用いて局部発振器１６の微
同調を行って工Ｆ画像搬送波周波数を４２．９５４５４
ＭＨｚに維持する。位相検波器９ｏと濾波器９２は、位
相比較信号の周波数ｎ　）ＨがＩＦ画像搬送波周波数の
倍数のため、４２．９５４５４ＭＨ２の画像搬送波の位
相の制御に有効である。ＮＴＳＣ！カラーテレビジョン
方式では、水平走査周波数ｆが１５．７３４２６ＫＨ２
である。その上放送時に水平同期信号と色副搬送波信号
とをＦｃｃ条件に従う精密な位相関係に設定されるため
、　ＩＦ画像搬送波表示信号とｎｆ　信号の比較によっ
て位相表示信号が生成される。この信号はｖＦＴ制御電
圧の形で、局部発振信号をＩＦ画像搬送波と変調色情報
の間の所要関係の維持に要する周波数と位相に維持する
。自動周波数位相制御（ＡＦＰＯ）ルー　プにより行わ
れるＩＰ画像搬送波の位相制御にょシ、例えば再生テレ
ビジョン画像における目障りな色合いの変化はすべて防
止される。

テレビジョンエＦ信号はＡＤ変換器５ｏの入力に直接印
加されているから、このＩＦ倍信号振れをＡＤ変換器の
入力のダイナミックレンジ以内に維持する必要がある。

ＡＩＤ変換器５ｏに８ピツ）ＡＤ変換器を用いると、ア
ナログ信号は２５６のデジタル信号レベルのｌ？に変換
される。ＩＦ信号レベルはデジタル化した信号がこの２
５６番目の値すなわち最高レベルを超えないように制御
しなければならない。ピーク検波器４２はＡＤ変換器５
０の入力に印加されたＩＰ倍信号ピークを監視し、デジ
タルピーク検波器４４はデジタル信号サンプルのピーク
値を監視する。この２つのピーク検波器の監視結果は組
合せ回路４６で組合され、ＩＦ増幅器４０に印加される
利得制御電圧ｖＡＧＣとなる。この■□。。制御電圧は
工Ｆ信号レベルを自動的にＡＤ変換器５０のダイナミッ
クレンジ条件に合うように維持する。とのＡＧＯ回路の
構成および動作の詳細は１９８２年２月ｚｇ日付米国特
許願第５５ｏｔａｏ号明細書に記載されている。

同調器モジュール１０で生成されたＲＦ倍信号第１図の
実施例で工Ｆ信号を符号化したのと同様にしてこの発明
の原理により直接デジタル情報に符号化し得ることが判
る。この発明の原理によるこのような応用では、　ＲＦ
画像搬送波を抽出して分周し、符号化すべきテレビジョ
ンチャンネル帯域に対するナイキスト規準を満たす周波
数のサンプリング信号を生成する。ＲＦ周波数選択回路
はデジタル化情報中のエーリアシングを防ぐため選ばれ
たチャンネル以、外をすべて完全に排除しなければなら
ない。この回路では第１の検波器、ＩＦｉｌｌ波器およ
びＩＦ増幅器が不要であるが、アナログ画像搬送波の位
相制御も混合器の省略によりなくなり、ベースバンド信
号サンプルの内挿が必要になって色信号復調処理が複雑
になり得る。また前にＩＦ増幅器で与えられた広範囲の
利得制御がこのＲＦ回路にも必要になる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の原理によって一構成されたデジタル
テレビ受像機のブロック図、第２図は第１図のＩＦｇ波
器の通過帯域を示す図、第３図は第１図のＡＤ変換器に
より生ずる信号の周波数スペクト明する波形図である。 １Ｏ１３０，４０・・・アナログ信号源、５０・・・Ａ
Ｄ変換器、５２．５４・・・サンプリング信号発生手段
、　６０・・・・デジタル信号処理手段。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）所定の周波数帯域を占め、信号情報で変調された
   アナログ搬送波信号の信号源と１上記アナログ搬送波信
   号の最高周波数の２倍未満の周波数を有するサンプリン
   グ信号を生成する手段と、上記変調された搬送波信号を
   受けるように結合された信号入力、上記サンプリング信
   号を受けるように結合されたサンプリング信号入力およ
   び出力を有し、上記搬送波信号を上記サンプリング信号
   周波数でサンプリングし、こうして得られたサンプルを
   上記変調信号情報を表わすデジタル信号に変換するアナ
   ログ・デジタル変換器と、上記デジタル信号サンプルに
   応じて、処理されたデジタル情報信号を生成するデジタ
   ル信号処理手段とを含む信号処理方式。