JPH02241215A

JPH02241215A - フイルタ回路

Info

Publication number: JPH02241215A
Application number: JP1060972A
Authority: JP
Inventors: Masahiro Kageyama; 昌広影山; Makoto Onishi; 誠大西
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1989-03-15
Filing date: 1989-03-15
Publication date: 1990-09-25

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、フィルタ回路に係り、特に周波数特性を可変
にできるフィルタ回路に関する。

〔従来の技術〕

画像信号処理、音声信号処理を問わず、可変密度サンプ
リングやサンプルレート変換あるいは各種エフェクト処
理を行う場合、フィルタの周波数特性を変更する必要性
が出てくる。

フィルタの周波数特性を変更するためには、特性の異な
る複数組のフィルタを用意し、それらを切り換える手法
がある。この構成を第２図に示す。

ここでは、広帯域のフィルタ６、通過帯域幅が中くらい
に広いフィルタ７、狭帯域のフィルタ８の３組の低域通
過フィルタ（以−ト、ＬＰＦと略記）を用意し、切り替
え器９を用いて出力を切り換える。

切り替え器を用いた上記手法では、フィルタの個数分の
特性しか得られないため、それを改善した手法を、第３
図に示す。まず、第２図に示した手法と同様に特性の異
なる複数組のフィルタを用意する。第３図では、フィル
タ６．７．８の３組のＬＰＦとして説明する。その出力
を掛算器９゜１０．１１を用いてそれぞれに、Ｑ、ｍ倍
し、加算器１２を用いて混合する。ここで、（０≦ｋ。

ｆｉ、ｍ≦１）、かつ（ｋ＋Ｑ＋ｍ＝１）を保ったまま
に、ｆｌ、ｍを変更すれば、上記３組のフィルタ出力の
内分値を任意に出力することができる。

たとえば、（ｋ＝１．、　Ｉｌ＝ｍ＝ｏ）とすれば、フ
イルタロの特性がそのまま得ることができ、（ｋ＝１１
＝０．５．ｍ＝ｏ）とすれば、フィルタ６とフィルタフ
の中間の特性が得られる。フィルタの個数を増加すれば
、さらに細かく特性を制御できる。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記第２図で示した手法では、上述したようにフィルタ
個数分の特性化変しか得られないため、細かい制御をす
るためにはフィルタの個数を増やす必要があり、ハード
ウェアの規模が増加し、経済的ではない。

上記第３図で示した手法では、連続的な特性の変化は得
られるが、制限がある。例えば、通過域で平坦な周波数
特性を持つフィルタ６．７．８を用いた場合であっても
、中間的な状態（ｋ−α二０．５．ｍ＝ｏなと）では全
体で平坦な周波数特性は得られず、それぞれのフィルタ
６．７．８のカットオフ周波数ごとに“１段″がついた
ようになる。

また、フィルタ６．７．８のカットオフ特性が急峻であ
っても、全体では急峻なカットオフ特性は得られず、」
−記周波数特性上の″段″が急峻になつて目立つように
なる。なめらかで連続的な周波数特性を持ち、かつ急峻
なカットオフ特性を得るためには、第２図に示した手法
と同様、フィルタの個数を増やさなければならない。

従って、本発明の目的は、フィルタの個数を増やすこと
なく、なめらかで連続的にカットオフ周波数を変更でき
、かつ急峻なカットオフ特性を実現できるフィルタ回路
を提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的は、単側波帯（以下、ＳＳＢと略記）変調器と
、フィルタと、ＳＳＢ復調器詮備え、それらを直列に接
続しで構成し、上記ＳＳＢ変調の際の搬送波周波数を可
変することにより、達成できる。

〔作用〕

簡単のため、上記フィルタをＬ　Ｐ　Ｆとし、そのカッ
トオフ周波数をｆｚとして説明する。人力信号を周波数
ｆｌ（≧Ｏ）の搬送波Ｐ１でＳＳＢ変調して上側波帯成
分だけ取り出すと、人力信号はｆｌだけ周波数シフトさ
れたことになる。このＳＳＢ信号を上記フィルタによっ
て帯域をｆｚに制限したのち、ＳＳＢ復調を行う。ＳＳ
Ｂ復調器は、信号の周波数を（ｆｚ）だけ逆シフトする
ものである。このとき、ＳＳＢ復調器の出力信号は、周
波数帯域が（ｆｚ−ｆｘ）に制限されている。従って、
フィルタのカットオフ周波数をｆｚから（ｆｚ−ｆｔ）
にシフトしたのと等価の結果が得られる。上記搬送波Ｐ
１の周波数ｆ１を変更することにより、見かけ上のフィ
ルタのカットオフ周波数（ｆｚ−ｆｚ）を容易に変更で
きる。さらに、フィルタの個数はひとつでよく、また、
周波数シフトのみを用いていることからカットオフ特性
はもとのフィルタの性能を周波数軸上で平行移動したも
のであるため、容易に急峻な特性を得られ、上記目的を
達成することができる。

〔実施例〕

以ド、図面を用いて本発明の詳細な説明する。

第１図に、本発明の一実施例の構成例を示す。

同図において、８ＳＢ変調器１０００は、複素変換器１
および複素正弦波掛算器２によって構成し、ＳＳＢｔｌ
ｌｉｉ調器２０００は、複索正弦波掛算器４と複素逆変
換器５によって構成している。

第４図および第５７を用いて、本発明の一実施例の構成
例と動作をさらに詳しく説明する６第５図の（ａ）〜（
ｉ）は、第４図において示す箇所の信号ａ−１と対応し
ており、それぞれの周波数特性を示したものである。第
５図においで、ｆｏ−ｆｚは周波数を表し、斜線部分に
信号が存在することを表す。たとえば、人力信号ａは、
（−ｆｏ）〜（＋ｆｏ）の間にその成分を持つことを意
味する。

第４図において、複素逆換器工では、入力そのままの信
号ａと、ヒルベルト（Ｒｊｌｂｅｒｔ）　ｇ換器１０１
を通した信号すとを出力する。ヒルベルＩ〜変換器１０
１は、理想的な特性をもつものと仮定し、信号の正周波
数成分の位相を９０度遅らせ、負周波数成分の位相を９
０度進ませて出力する回路である。すなわち、信号すの
正周波数成分と負周波数成分とでは１８０度の位相差が
あり、振幅的には反転している（第５図（ｂ））、信号
ａと信号すとは直交しており、両者を合わせて、（ａ十
ｊｂ　：　、５は虚数単位）で表わされる解析信号であ
ると考えてよい。

信号ａと信号ｂ（すなわち、ａ＋ｊｂ）を、複素正弦波
掛算器２に人力する。ここでは、複素正弦波信号Ｐ１（
＝ｃｏｓ（２πｆ　１ｔ）十ｊｓｊｎ（２πｆ　ｚｔ）
：ｊは虚数単位、ｆｌ≧０））をＳＳＢ変調の搬送波と
して、解析信号（ａ十ｊｂ）と掛算を行なう。このとき
出力信号ｙ　（ｔ）は、ｙ（ｔ）＝（ａ十、ｉ　ｂ）　ｊ（ｃｏｓ（２πｆｚｔ
）＋ｊｓｉｎ（２πｆ１ｔ））＝（ａｃｏｓ（２πｆｔ
ｔ）−ｂｓｉｎ（２πｆ工ｔ））十、ｊ（ａｓｉｎ（２
ｚｆｔｔ）＋ｂｃｏｓ（２πｆ１ｔ））：＝ｃ＋ｊｄとなり、信号Ｃおよび信号ｄ（解析信号（ｃ＋、ｊｄ）
）を生成する。これを回路で構成すると、第４図に７バ
した複素正弦波掛算器２の構成となり、掛算器２０１〜
２０４および加算器２０５〜２０６により構成できる。

上記複素正弦波掛算器２については、″複素信号による
新しい周波数変換法″（大西ほか２名、信学技報ＣＡ３
８８−４５）を参考文献１とし記する。信号Ｃおよび信
号ｄは、第５図（ｃ）および（ｄ）に示すように、人力
した信号ａおよび信号すの正周波数成分は（＋ｆ工）だ
け、負周波数成分は（−ｆｚ）だけ周波数シフトしてい
る。

つぎに、信号Ｃおよび信号ｄは、それぞれＬＰＦ３０１
および３０２を用いて帯域制限し、信号ｅおよび信号ｆ
を生成する。このＬＰＦ３０１とＬＰＦ３０２は同一の
特性であり、周波数（−ｆ２〜ｆｚ）を通過域とする一
般なＬＰＦである。

掛算器４０１および４０２で構成された複素正弦波掛算
器４を用いて、信号ｅおよび信号ｆであられされる信号
（ｅ十ｊ　ｆ　：　ｊは虚数単位）と複素正弦波信号Ｐ
ｚ’　（＝ｃｏｓ（２ｒｅ　ｆ　ｔｔ）　−ｊｓｉｎ（
２ｘ　ｆ　ｔｔ）：　ｊは虚数α位）とを掛け、信号ｇ
および信号りを生成し、さらに加算器５０１を用いて両
者を加え、出力信号ｉを生成する。このとき、信号ｇお
よび信号りにおけるＰ工′　　の変調による上側波帯成
分は打ち消し合い、出方信号ｊからは検出されない。

第５図（ｉ）かられかるように、出方信号ｉの周波数帯
域は−（ｆ２〜ｆｘ）〜（ｆｚ〜１°工）に帯域制限さ
れており、見かけ上、カットオフ周波数が（ｆｚ〜ｆｚ
）のＬ　Ｐ　ｌ−”を通したのと同じ効果が得られる。

第６図に、複索正弦波信号ＰｉおよびＰｉ’の基となる
、直交した一対の正弦波ｃｏｓ（２πｆｉｔ、）および
ｓｉｎ　（２πｆｌｔ）を生成する一手法について説明
する。同図において、Ｃｏｔ（ＤＩＣｌ路］−３は信号
Ｘ。

ｙ、θを人力し、ｘ’　、ｙ’　を出力する回路であり
、同図中のマトリクスに示すようにの関係がある。すなわち、平面回路行列によるベクトル
の回転操作を行なう。ＣｏＲＤｉＣ回路１３の出力信号
ｘ’　、ｙ’　を遅延回路１４および１５を通してＣｏ
ＲＤＩＣ回路１３に再入力するような構成とし、時刻ｎ
　＝　Ｏでｘ＝ｉ、ｙ＝ｏの初期値を与えれば、常に振
幅が１の正弦波、余弦波が得られる。Ｐ１’は、Ｐｌの
出力信号ｘ’　、ｙ’のうち、掛算器１６を用いてｙ′
の符号を反転させて出力したものである。すなわち、Ｐ
ｌに対してＰｚ’　　は、負の周波数を表わす。ここで
パラメータθは１クロツクあたりの回転角であり、θ工
２πｆ　１／　ｆ　Ｃ１，Ｋ（ｆｃ＋、Ｋ　：クロック
周波数）とすれば、出力信号Ｐ１およびＰＩ’　　の周
波数はｆｌとなる。このパラメータθを可変とすること
により、フィルタ回路の見かけ上のカットオフ周波数Ｈ
ｚ−ｆｚ）を可変にすることができる。（参考文献：　
”Ｃ０ＲＤＩＣによるディジタル正弦波対置信器″′、
中静ほか４名、昭６３信学春全大Ａ−１０８）上記説明では、簡単のため複素正弦波信号Ｐ１の周波数
は（ｆ１≧０）であるとして説明したが、（ｆｚ＜Ｏ）
であっても問題はない。この場合はＳＳＢ変調して下側
波帯成分を利用したことに相当する。このようすを、第
７図に示す。同図の（ａ）〜（ｉ）は、第４図において
示した箇所の信号ａ〜ｉと対応しており、それぞれ周波
数特性を示したものである。

また、第４図における低域通過フィルタ（ＬＩＩＦ）３
０１および３０２を、帯域通過フィルタ（Ｂ　１３Ｆ　
）や高域通過フィルタ（ＨＰ）”）に変更して用いても
よい。この場合、それぞれのフィルタの周波数特性を、
上記複素正弦波信号Ｐ１の周波数ｆｚだけ周波数軸上で
シフトした特性が得られる。

また、上記複素正弦波Ｐ１およびＰ１′　　を生成する
手段は、上記ＣｏＲＤｉＣ回路を利用した発信回路に限
定するものではなく、一般的な発信器を用いて直交した
一対の正弦波を発信させてもよい。

なお、本発明はアナログ回路でもデジタル回路でも実現
できる。

〔発明の効果〕

本発明を適用することにより、フィルタの個数を増やす
ことなく、カットオフ周波数を連続的に変化できるフィ
ルタ回路を実現でき、実施して効果は極めて大きい。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の回路の概略ブロック図、第
２図および第３図は従来公知のフィルタ回路の構成例を
示すブロック図、第４図および第６図は本発明の一実施
例の構成をさらに詳しく説明したブロック図、第５図お
よび第７図は本発明の動作を示した波形図である。１・・・複素変換器、２，４・・・複素正弦波掛算器、
３゜６．７，８，３０１，３０２・・・フィルタ、５・
・・複素逆変換器、９，１０，１１．１８，２０１゜２
０２．２０３，２０４，４０１，４０２・・・掛算器、
１２，２０５，２０６，５０１・・・加算器、１３・・
・ＣｏＲＤＩＣ回路、１４．１５・・・遅延回路、１０
１・・・ヒルベルト変換器、１０００・・・ＳＳＢ変調
器、２０００・・・ＳＳＢ復調器。第凶第

Claims

【特許請求の範囲】

１．単側波帯（ＳＳＢ）変調器と、フィルタと、ＳＳＢ
復調器を備え、入力信号を上記ＳＳＢ変調器に入力し、
上記ＳＳＢ変調器の出力を上記フィルタに入力し、上記
フィルタの出力を上記ＳＳＢ復調器に入力し、上記ＳＳ
Ｂ復調器からの信号を出力するように構成し、上記ＳＳ
Ｂ変調を行なう際の搬送波信号の周波数を可変にしたこ
とを特徴とする、フィルタ回路。