JP2812947B2 - 復調方式 - Google Patents
復調方式Info
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- JP2812947B2 JP2812947B2 JP63067847A JP6784788A JP2812947B2 JP 2812947 B2 JP2812947 B2 JP 2812947B2 JP 63067847 A JP63067847 A JP 63067847A JP 6784788 A JP6784788 A JP 6784788A JP 2812947 B2 JP2812947 B2 JP 2812947B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔概要〕 ディジタルフィルタを用いて復調する復調方式に関
し、 キャリア周波数fcの４倍のサンプリング周波数fsを用
いてサンプリングし、１組のFIRフィルタを用いて復調
することにより、RAM容量を半減および積和演算量を半
減することを目的とし、 受信信号をキャリア周波数fcの４倍のサンプリング周
波数fsを用いて順次サンプリングし、１組のFIRフィル
タを用いてこれらサンプリングした値に対して所定の定
数との乗算を行い、更にこれらの乗算結果から奇数項お
よび偶数項に分けて取り出して夫々の総和を求め、これ
らの総和に所定の位相・極性情報をベクトル乗算して復
調するように構成する。
し、 キャリア周波数fcの４倍のサンプリング周波数fsを用
いてサンプリングし、１組のFIRフィルタを用いて復調
することにより、RAM容量を半減および積和演算量を半
減することを目的とし、 受信信号をキャリア周波数fcの４倍のサンプリング周
波数fsを用いて順次サンプリングし、１組のFIRフィル
タを用いてこれらサンプリングした値に対して所定の定
数との乗算を行い、更にこれらの乗算結果から奇数項お
よび偶数項に分けて取り出して夫々の総和を求め、これ
らの総和に所定の位相・極性情報をベクトル乗算して復
調するように構成する。
本発明は、ディジタルフィルタを用いて復調する復調
方式に関するものである。
方式に関するものである。
従来、アナログ回線を介して受信した受信信号を復調
する回路として、第４図に示すものがある。この第４図
回路は、実数成分（Real成分）の復調信号Ｘを復調する
際に、受信信号ａ（ｎ）に対してキャリア信号cos（ｎ
ωcTs）を乗算した後、FIRフィルタ11を用いて高調波成
分を除去して所望の復調信号Ｘを生成するようにしてい
る。また、虚数成分（Image成分）の復調信号Ｙを復調
する際に、受信信号ａ（ｎ）に対してキャリア信号−si
n（ｎωcTsを乗算した後、FIRフィルタ12を用いて高調
波成分を除去して所望の復調信号Ｙを生成するようにし
ている。
する回路として、第４図に示すものがある。この第４図
回路は、実数成分（Real成分）の復調信号Ｘを復調する
際に、受信信号ａ（ｎ）に対してキャリア信号cos（ｎ
ωcTs）を乗算した後、FIRフィルタ11を用いて高調波成
分を除去して所望の復調信号Ｘを生成するようにしてい
る。また、虚数成分（Image成分）の復調信号Ｙを復調
する際に、受信信号ａ（ｎ）に対してキャリア信号−si
n（ｎωcTsを乗算した後、FIRフィルタ12を用いて高調
波成分を除去して所望の復調信号Ｙを生成するようにし
ている。
従来、第４図回路において、所望の性能のFIRフィル
タ11、12を構成するために必要なタップ数（RAM）をｎ
とすると、Real成分およびImage成分の復調信号Ｘ、Ｙ
を得るのに、総計2nのタップ数が必要となってしまい、
RAMの容量の大きくなってしまうと共に、これら総計2n
について積和演算処理を行う必要があり、処理量が多く
なってしまうという問題点があった。
タ11、12を構成するために必要なタップ数（RAM）をｎ
とすると、Real成分およびImage成分の復調信号Ｘ、Ｙ
を得るのに、総計2nのタップ数が必要となってしまい、
RAMの容量の大きくなってしまうと共に、これら総計2n
について積和演算処理を行う必要があり、処理量が多く
なってしまうという問題点があった。
本発明は、キャリア周波数fcの４倍のサンプリング周
波数fsを用いてサンプリングし、１組のFIRフィルタを
用いて復調することにより、RAM容量を半減および積和
演算量を半減することを目的としている。
波数fsを用いてサンプリングし、１組のFIRフィルタを
用いて復調することにより、RAM容量を半減および積和
演算量を半減することを目的としている。
〔問題点を解決するための手段〕 第１図を参照して問題点を解決するための手段を説明
する。
する。
第１図において、受信信号ｂ（ｎ）は、キャリア周波
数fcの４倍のサンプリング周波数fsによってアナログの
受信信号をサンプリグした信号である。
数fcの４倍のサンプリング周波数fsによってアナログの
受信信号をサンプリグした信号である。
タップ１は、RAMであって、受信信号ｂ（ｎ）をサン
プリング周波数に同期して順次右方向に伝搬させるもの
である。
プリング周波数に同期して順次右方向に伝搬させるもの
である。
ΣＲ、ΣＩは、加算器である。
本発明は、第１図に示すように、アナログの受信信号
をキャリア周波数fcの４倍のサンプリング周波数fcを用
いてサンプリングした受信信号ｂ（ｎ）をサンプリング
周波数に同期してタップ１中を順次右方向に伝搬させ、
各タップ１における値と、定数（h1ないし−h35など）
とを乗算した後、図示のように奇数項を加算器ΣＲを用
いて総和を求めると共に偶数項を加算器ΣＩを用いて総
和を求め、更にこれら総和に対して位相・極性情報（EX
P（−jnπ/2））を夫々乗算して復調信号（Ｘ、Ｙ）を
生成するようにしている。
をキャリア周波数fcの４倍のサンプリング周波数fcを用
いてサンプリングした受信信号ｂ（ｎ）をサンプリング
周波数に同期してタップ１中を順次右方向に伝搬させ、
各タップ１における値と、定数（h1ないし−h35など）
とを乗算した後、図示のように奇数項を加算器ΣＲを用
いて総和を求めると共に偶数項を加算器ΣＩを用いて総
和を求め、更にこれら総和に対して位相・極性情報（EX
P（−jnπ/2））を夫々乗算して復調信号（Ｘ、Ｙ）を
生成するようにしている。
従って、FIRフィルタを構成するタップ１の数を半減
させることが可能となると共に、定数（h1ないし−h35
など）を乗算する回数を半減させることが可能となる。
更に、定数h1などにキャリア情報を含ませているため、
受信信号に対するキャリア信号の乗算が不要となる。
させることが可能となると共に、定数（h1ないし−h35
など）を乗算する回数を半減させることが可能となる。
更に、定数h1などにキャリア情報を含ませているため、
受信信号に対するキャリア信号の乗算が不要となる。
まず、本発明の動作原理を数式を用いて説明する。
復調出力信号は下式（１）および（２）を用いて表せ
る。
る。
Ｘ（Re）＝Σｂ（ｋ）・cos（k ωcTs）・Ｈ（ｎ−ｋ）Ts ……（１） Ｙ（Im）＝Σｂ（ｋ）・〔−sin（ｋωcTs）・Ｈ（ｎ−ｋ）Ts〕 ……（２） ここで、Ｘ（Re）は復調信号の実数成分、Ｙ（Im）は
復調信号の虚数成分、ｂ（ｋ）は受信信号、cos（ｋωc
Ts）は実数成分を復調するためのキャリア信号、ωｃは
キャリア角周波数、Tsはサンプリング周期、Ｈ（ｎ−
ｋ）TsはFIRフィルタの伝達関数、−sin（ｋωcTs）は
虚数成分を復調するためのキャリア信号を表す。
復調信号の虚数成分、ｂ（ｋ）は受信信号、cos（ｋωc
Ts）は実数成分を復調するためのキャリア信号、ωｃは
キャリア角周波数、Tsはサンプリング周期、Ｈ（ｎ−
ｋ）TsはFIRフィルタの伝達関数、−sin（ｋωcTs）は
虚数成分を復調するためのキャリア信号を表す。
尚、従来は、上式（１）、（２）をそのまま実行する
第４図回路を用いて復調していた。
第４図回路を用いて復調していた。
本発明は、復調出力を とし、式（１）、（２）を代入して整理すると下式
（３）のようになる。
（３）のようになる。
ここで、Ts＝1/fs＝1/4fcとすると、 wc・Ts＝２πfc/4fc＝π/2 ……（４） となる。この式（４）を式（３）に代入すると、 となる。ここで、exp（j π/2・（ｎ−ｋ））は、
（１、０）、（０、１）、（−１、０）、（０、１）と
いう値をとるため、第３図に示すように変形できる。こ
の第３図を参照して判明するように、実数成分について
は偶数項の定数h2、h4などが零、虚数成分については奇
数項の定数h1、h3などが零となる。従って、実数成分に
対しては、奇数項のみの積和を求めればよい。一方、虚
数成分に対しては、偶数項の積和のみを求めればよい。
これを具体的な回路に構成すると、第１図に示す回路と
なる。この第１図回路は、１つのFIRフィルタを用い
て、奇数項についての積和で実数成分、および偶数項に
ついての積和で虚数成分を求めるようにしている。以下
説明する。
（１、０）、（０、１）、（−１、０）、（０、１）と
いう値をとるため、第３図に示すように変形できる。こ
の第３図を参照して判明するように、実数成分について
は偶数項の定数h2、h4などが零、虚数成分については奇
数項の定数h1、h3などが零となる。従って、実数成分に
対しては、奇数項のみの積和を求めればよい。一方、虚
数成分に対しては、偶数項の積和のみを求めればよい。
これを具体的な回路に構成すると、第１図に示す回路と
なる。この第１図回路は、１つのFIRフィルタを用い
て、奇数項についての積和で実数成分、および偶数項に
ついての積和で虚数成分を求めるようにしている。以下
説明する。
第１図において、受信信号ｂ（ｎ）は、既述したよう
に、キャリア周波数fc（例えば1800HZ）の４倍のサンプ
リング周波数fs（例えば7200HZ）を用いてアナログの受
信信号をサンプリングしたものである。この受信信号ｂ
（ｎ）は、サンプリング周波数fsに同期して、右方向に
タップ１中を順次伝搬する。
に、キャリア周波数fc（例えば1800HZ）の４倍のサンプ
リング周波数fs（例えば7200HZ）を用いてアナログの受
信信号をサンプリングしたものである。この受信信号ｂ
（ｎ）は、サンプリング周波数fsに同期して、右方向に
タップ１中を順次伝搬する。
定数h1、−h3、h5、−h7、h9・・・h33、−h35は定数
であって、実数成分を得るためのものである。
であって、実数成分を得るためのものである。
一方、定数h2、−h4、h6、−h8、h10・・・−h32、h
34は定数であって、虚数成分を得るためのものである。
34は定数であって、虚数成分を得るためのものである。
ΣＲは、実数成分に対する総和を求める加算器であ
る。
る。
ΣＩは、虚数成分に対する総和を求める加算器であ
る。
る。
乗算器２は、加算器ΣＲ、加算器ΣＩによって得られ
た実数成分に対する積和、および虚数成分に対する積和
に対して、式（５）における第１項“exp（jn π/2）”
を夫々ベクトル乗算して復調信号Ｘ（実数成分）および
復調信号Ｙ（虚数成分）を夫々生成するものである。
た実数成分に対する積和、および虚数成分に対する積和
に対して、式（５）における第１項“exp（jn π/2）”
を夫々ベクトル乗算して復調信号Ｘ（実数成分）および
復調信号Ｙ（虚数成分）を夫々生成するものである。
次に、第１図構成の動作を説明する。
第１図において、キャリア周波数fcの４倍のサンプリ
ング周波数fcとして例えば7200HZを用いて、アナログの
受信信号をサンプリングして生成した受信信号ｂ（ｎ）
を、FIRフィルタを構成する先頭のタップ１から右方向
に向かってサンプリング周波数fsに同期して順次伝搬さ
せる。そして、定数h1、−h3、h5、h7・・・と、これら
に対応する図示タップ１に保持されていれる値との積を
図示乗算器で求め、これらの総和を加算器ΣＲで算出す
る。同様に、定数h2、−h4、h6、−h8・・・と、これら
に対応する図示タップ１に保持されていれる値との積を
図示乗算器で求め、これらの総和を加算器ΣＩで算出す
る。これら加算器ΣＲおよび加算器ΣＩで算出した夫々
の総和と、exp（−jn π/2）”との積を乗算器２を用い
て算出し、図示復調信号Ｘ（実数成分）および図示復調
信号Ｙ（虚数成分）として出力する。
ング周波数fcとして例えば7200HZを用いて、アナログの
受信信号をサンプリングして生成した受信信号ｂ（ｎ）
を、FIRフィルタを構成する先頭のタップ１から右方向
に向かってサンプリング周波数fsに同期して順次伝搬さ
せる。そして、定数h1、−h3、h5、h7・・・と、これら
に対応する図示タップ１に保持されていれる値との積を
図示乗算器で求め、これらの総和を加算器ΣＲで算出す
る。同様に、定数h2、−h4、h6、−h8・・・と、これら
に対応する図示タップ１に保持されていれる値との積を
図示乗算器で求め、これらの総和を加算器ΣＩで算出す
る。これら加算器ΣＲおよび加算器ΣＩで算出した夫々
の総和と、exp（−jn π/2）”との積を乗算器２を用い
て算出し、図示復調信号Ｘ（実数成分）および図示復調
信号Ｙ（虚数成分）として出力する。
以上のように、キャリア周波数fcの４倍のサンプリン
グ周波数fsを用いてFIRフィルタを制御することによ
り、式（５）を用いて説明したように、受信信号とキャ
リア信号との乗算をFIRフィルタの定数h1、h2などに含
ませることにより、従来の第４図構成におけるキャリア
信号との乗算を削除することが可能となる。更に、定数
の奇数項（偶数項）のみによって実数成分（虚数成分）
に対応する積輪を求め、その後に乗算器２を用いて位相
・極性情報である式（５）の第１項exp（−in π/2）”
を乗算して所望の復調信号Ｘ（実数成分）および復調信
号Ｙ（虚数成分）を得ることが可能となる。
グ周波数fsを用いてFIRフィルタを制御することによ
り、式（５）を用いて説明したように、受信信号とキャ
リア信号との乗算をFIRフィルタの定数h1、h2などに含
ませることにより、従来の第４図構成におけるキャリア
信号との乗算を削除することが可能となる。更に、定数
の奇数項（偶数項）のみによって実数成分（虚数成分）
に対応する積輪を求め、その後に乗算器２を用いて位相
・極性情報である式（５）の第１項exp（−in π/2）”
を乗算して所望の復調信号Ｘ（実数成分）および復調信
号Ｙ（虚数成分）を得ることが可能となる。
第２図は、第１図加算器ΣＲおよび加算器ΣＩから出
力される総和を模式的に示したものである。は加算器
ΣＲからのサイクルｎ＝０における出力値、は加算器
ΣＩからのサイクルｎ＝０における出力値を表す。ここ
で＝１、＝０とすると、式（５）におけるexp（π/
2（ｎ−ｋ））”の値として既述した（１、０）、
（０、−１）、（−１、０）、（０、１）が得られる。
そして、これらの４つを１周期として、繰り返されるこ
ととなる。
力される総和を模式的に示したものである。は加算器
ΣＲからのサイクルｎ＝０における出力値、は加算器
ΣＩからのサイクルｎ＝０における出力値を表す。ここ
で＝１、＝０とすると、式（５）におけるexp（π/
2（ｎ−ｋ））”の値として既述した（１、０）、
（０、−１）、（−１、０）、（０、１）が得られる。
そして、これらの４つを１周期として、繰り返されるこ
ととなる。
尚、本実施例は、サンプリング周波数fsを、受信信号
を復調する際のキャリア周波数fcの４倍と設定した。こ
れは、例えば、CCIT規約による音声周波数帯域が300HZ
から3400HZであることに対応して、キャリア周波数1800
HZの２倍の3600HZでは、高域の信号成分をサンプリング
し得なないことから、高域成分3400HZをサンプリングし
得る6800HZよりも高い1800HZ×４＝7200HZを選択したも
のである。
を復調する際のキャリア周波数fcの４倍と設定した。こ
れは、例えば、CCIT規約による音声周波数帯域が300HZ
から3400HZであることに対応して、キャリア周波数1800
HZの２倍の3600HZでは、高域の信号成分をサンプリング
し得なないことから、高域成分3400HZをサンプリングし
得る6800HZよりも高い1800HZ×４＝7200HZを選択したも
のである。
以上説明したように、本発明によれば、キャリア周波
数fcの４倍のサンプリング周波数fcを用いてサンプリン
グした受信信号ｂ（ｎ）を入力とし、FIRフィルタのタ
ップの奇数項および偶数項に分離して積和を求め、これ
ら積和に位相・極性情報を夫々乗算して実数成分および
虚数成分の復調信号Ｘ、Ｙを夫々復調する構成を採用し
ているため、FIRフィルタを構成するタップ１（RAM）の
数を半減させることができると共に、定数（h1ないし−
h35）を乗算する回数を半減させることができる。それ
により、製品のコストを低下させることができる。更
に、キャリアに関する情報を定数h1などに含ませている
ため、キャリア信号に対する乗算が不要となる。
数fcの４倍のサンプリング周波数fcを用いてサンプリン
グした受信信号ｂ（ｎ）を入力とし、FIRフィルタのタ
ップの奇数項および偶数項に分離して積和を求め、これ
ら積和に位相・極性情報を夫々乗算して実数成分および
虚数成分の復調信号Ｘ、Ｙを夫々復調する構成を採用し
ているため、FIRフィルタを構成するタップ１（RAM）の
数を半減させることができると共に、定数（h1ないし−
h35）を乗算する回数を半減させることができる。それ
により、製品のコストを低下させることができる。更
に、キャリアに関する情報を定数h1などに含ませている
ため、キャリア信号に対する乗算が不要となる。
第１図は本発明の１実施例構成図、第２図は本発明の動
作説明図、第３図は本発明の動作原理説明図、第４図は
従来技術の説明図を示す。 図中、１はタップ、ΣＲ、ZIは加算器、受信信号ｂ
（ｎ）はキャリア周波数の４倍のサンプリング周波数を
用いてサンプリングした受信信号を表す。
作説明図、第３図は本発明の動作原理説明図、第４図は
従来技術の説明図を示す。 図中、１はタップ、ΣＲ、ZIは加算器、受信信号ｂ
（ｎ）はキャリア周波数の４倍のサンプリング周波数を
用いてサンプリングした受信信号を表す。
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38
Claims (1)
- 【請求項１】ディジタルフィルタを用いて復調する復調
方式において、 信号を中心キャリア周波数fcで変調したアナログの受信
信号をキャリア周波数fcの４倍のサンプリング周波数fs
を用いて順次サンプリングするサンプリング回路と、 上記順次サンプリングした値をサンプリング周波数に同
期して順次伝播させる１組みのｍ段のタップと、ｍ段の
各タップからの信号に所定のキャリア情報を含ませた定
数との乗算を行う乗算器と、これらの乗算結果から奇数
項および偶数項に分けて固定的に取り出す手段と、これ
ら分けて取り出した奇数項の乗算結果および偶数項の乗
算結果の夫々の総和を求める加算器と、これらの総和に
所定の位相・極性情報exp（−jnπ/2）（ｎは整数でサ
イクルを表す）を夫々ベクトル乗算して実数成分の信号
ｘと虚数成分の信号ｙを復調する回路とを備えたことを
特徴とする復調方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63067847A JP2812947B2 (ja) | 1988-03-22 | 1988-03-22 | 復調方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63067847A JP2812947B2 (ja) | 1988-03-22 | 1988-03-22 | 復調方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01241248A JPH01241248A (ja) | 1989-09-26 |
| JP2812947B2 true JP2812947B2 (ja) | 1998-10-22 |
Family
ID=13356758
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63067847A Expired - Fee Related JP2812947B2 (ja) | 1988-03-22 | 1988-03-22 | 復調方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2812947B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04192840A (ja) * | 1990-11-27 | 1992-07-13 | Fujitsu General Ltd | 搬送波再生回路 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62200848A (ja) * | 1986-02-28 | 1987-09-04 | Hitachi Ltd | 復調方式 |
-
1988
- 1988-03-22 JP JP63067847A patent/JP2812947B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01241248A (ja) | 1989-09-26 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |